Активная коррекция коэффициента мощности

Одной из актуальных задач силовой электроники является реше­ние проблемы электромагнитной совместимости преобразователей с питающей сетью переменного тока. Проиллюстрируем это на примере источников вторичного электропитания (ИВЭП) с бестрансформатор­ным входным выпрямителем и емкостным фильтром, получивших в последнее время широкое распространение благодаря высоким удель­ным технико-экономическим показателям.

Серьезным недостатком бестрансформаторных ИВЭП является низкий коэффициент мощности (0,5—0,7) и высокий уровень гармоник потреб­ляемого из сети тока (более 30%). Это определяется формой потребляемого из сети тока i_вх, как показано на рис. 30.

Соответствующие диоды входного выпрямителя открыты лишь на интервале времени, когда мгновенное значение напряжения сети Uc больше напряжения на конденсаторе фильтра Uo.

Низкое значение коэффициента мощности приводит к излишней нагрузке по току на соединительные провода и розетки, увеличению расходов на оплату электроэнергии.

Кроме того, по стандарту МЭК 555.2, с 01.01.1992 г. вступившего в действие в Европейском Союзе, жестко ограничен уровень высших гармоник потребляемого из сети тока для всех однофазных преобразо­вателей мощностью более 200Вт. Так, по поправке 77А к МЭК 555.2 все оборудование, потребляющее из бытовой однофазной сети ток до 16А, должно иметь во входном токе третью гармонику не более 3,6мА/Вт.

Рис. 30

Наилучшим решением по электромагнитной совместимости бестрансформаторных ИВЭП с сетью является активное формирование синусоидального потребляемого тока, совпадающего по фазе с пи­тающим напряжением. Применение пассивных LC – фильтрующих це­пей из-за нестабильности частоты сети и больших массы и габаритов не нашло широкого практического применения.

В принципе, сформировать на входе бестрансформаторного вы­прямителя синусоидальный ток можно с помощью одной из трех основных схем непосредственных преобразователей постоянного на­пряжения (см., например: Флоренцев С.Н. Активная коррекция коэф­фициента мощности преобразователей с однофазным выпрямителем на входе, Электротехника, 1992, №3). Схема понижающего преобразова­теля не очень хорошо подходит для рассматриваемой цели, т.к. вы­ходное напряжение в этой схеме большую часть полупериода входной частоты меньше мгновенного значения входного напряжения, т.е. большую часть полупериода не может влиять на процесс формирова­ния потребляемого тока.

Схемы повышающего и инвертирующего преобразователей (см. рис. 26 и рис. 29), у которых выходное напряжение может быть больше амплитуды выпрямленного (т.е. входного для преобразователей), мо­гут влиять на процесс формирования потребляемого тока на всем ин­тервале полупериода частоты сети. Схема инвертирующего преобразо­вателя с транзистором в последовательной цепи легко обеспечивает ограничение потребляемого тока при перегрузках на выходе. Однако ей присущи и недостатки:

максимальное напряжение на транзисторе равно сумме выходно­го и мгновенного входного напряжения, что при сети с номинальным напряжением 220 В составит порядка тысячи вольт;

прерывистый входной ток (на интервалах закрытого состояния транзистора ток из сети не потребляется).

Схема повышающего преобразователя при использовании в ка­честве корректора коэффициента мощности обладает следующими преимуществами:

транзистор имеет соединение эмиттера с общим проводом, что упрощает схему формирования сигнала управления;

наличие дросселя в последовательной цепи обеспечивает непре­рывность входного тока и облегчает задачу фильтрации высоко­частотных составляющих;

максимальное напряжение на транзисторе равно лишь выходно­му напряжению.

Таким образом, схема повышающего преобразователя наиболее подходит для использования в рассматриваемой области.

Недостатком же схемы является невозможность активного огра­ничения перегрузки по току, так как в последовательной цепи отсут­ствует управляемый ключевой элемент.

Рассмотрим принцип работы повышающего преобразователя в релейной схеме коррекции коэффициента мощности с постоянным ги­стерезисом, для чего используем схему и временные диаграммы на рис. 31.

При включении транзистора к дросселю прикладывается вы­прямленное напряжение U_вх и ток i_L начинает нарастать. Этот ток сравнивается компаратором с задающим сигналом i_з, который фор­мируется из входного напряжения:

i_з=kU_вх.

При i_L = i_з + e, где е — ширина гистерезиса компаратора, тран­зистор выключается и ток дросселя начинает спадать. Снижение тока продолжается до уровня i_L = i_з — e. В этот момент вновь включается транзистор, и ток i_L начинает нарастать и т.д.

Таким образом, формируется ток через дроссель с огибающей в виде положительных синусоидальных полуволн, пропорциональных напряжению U_вх, а следовательно, на входе выпрямителя получается синусоидальный ток, совпадающий по фазе с напряжением сети.

В рассмотренной схеме с постоянным гистерезисом частота ком­мутации транзистора переменна в пределах полуволн напряжения сети. Для неизменности частоты можно применить компаратор с адап­тивным гистерезисом.

Следует отметить, что рассмотренное устройство будет практи­чески неработоспособным, если величина задающего сигнала i_з не бу­дет корректироваться в зависимости от величины нагрузки. На самом деле, если ток в цепи будет стабилизирован на каком-то уровне, а со­противление будет изменяться, то будет в таком же диапазоне изме­няться напряжение на нагрузке, т.е. выходное напряжение. В схеме на рис. 31 для коррекции величины i_з введен функциональный преобразо­ватель F, воздействующий на величину i_з таким образом, чтобы вы­ходное напряжение стабилизировалось на уровне, определенном эта­лонным опорным напряжением U_оп.

Рис. 31

Date: 2015-05-09; view: 1413; Нарушение авторских прав