Непосредственные преобразователи повышающего и инвертирующего типов

Основные схемы и их характеристики

Схема непосредственного преобразователя повышающего типа представлена на рис. 26.

Рис. 26

Проанализируем работу схемы при идеализации параметров всех элементов и режиме непрерывного тока дросселя. Временные диа­граммы изменения токов и напряжений в схеме для оговоренных усло­вий приведены на рис. 27.

В отличие от схемы понижающего преобразователя, в рассмат­риваемой схеме транзистор не может находиться в любом из двух крайних состояний — все время включен или все время выключен. Режим непрерывного включенного состояния здесь соответствует короткому замыканию источника питания.

При некотором установившемся режиме работы на интервале включенного состояния транзистора g Т, который задается управ­ляющим напряжением u_y, дроссель L подключен к источнику пита­ния, диод VD закрыт под действием напряжения на конденсаторе С, нагрузка от источника питания отключена и конденсатор поддер­живает уровень выходного напряжения. Напряжение на дросселе равно U_вх, а ток в его обмотке изменяется по линейному закону от минимального значения I_Lmin до максимального I_Lmax на величину 2DI_L:

,

(18)

Рис. 27 Процессы в повышающем преобразователе.

На интервале (1 -g)T транзистор закрыт и энергия, накопленная в дросселе L передается в конденсатор С и нагрузку через открыв­шийся диод VD. Ток в дросселе спадает по линейному закону, при этом к нему приложена разность напряжений выходного и входного. Так как постоянная составляющая падения напряжения на дросселе равна нулю, то можно составить соотношение

откуда получим

,

(19)

Из (19) следует, что выходное напряжение в схеме рассматри­ваемого преобразователя при любом значении g больше входного, откуда он и получил название "повышающий".

Для определения величины переменной составляющей выход­ного напряжения рассмотрим характер изменения тока в цепи конденсатора i_c. При замкнутом транзисторе происходит разряд конденсатора током нагрузки и к концу интервала gТ напряжение на конден­саторе достигает минимального значения. При размыкании транзисто­ра начинается заряд конденсатора и напряжение на нем увеличивается, в этот промежуток времени величина тока заряда конденсатора определяется уравнением .

На протяжении промежутка времени (1 — g) Т напряжение на конденсаторе монотонно возрастает, достигает максимума в момент замыкания транзистора, после чего вновь происходит разряд конден­сатора. В этом случае двойную амплитуду переменной составляющей выходного напряжения можно представить как перепад напряжения на конденсаторе DU_c за время g Т:

.

Считая приближенно, что ток нагрузки неизменен, получим:

,

(20)

Из (20) следует, что в схеме повышающего преобразователя вели­чина пульсаций выходного напряжения пропорциональна току нагрузки, не зависит от индуктивности дросселя и может снижаться только увеличением емкости конденсатора.

Расчетное соотношение для определения емкости конденсатора на основании (20) будет следующее:

,

(21)

Однако условие (20), т.е. независимость величины пульсации выходного напряжения от индуктивности дросселя, будет обеспечено только при условии, что I_Lmin > I_н, которое соблюдается при достаточно большой индуктивности дросселя L. Если же индуктив­ность L невелика, то падение тока i_L будет происходить быстро и величина I_Lmin может стать меньше I_н. В этом случае процесс разряда конденсатора начинается не с момента включения транзистора, а раньше, что ведет к увеличению переменной составляющей выходного напряжения.

Минимальное значение индуктивности L, при которой величина переменной составляющей определяется лишь емкостью конденсатора, находится из условия I_Lmin > I_н. Для удовлетворения этого условия необходимо значение индуктивности выбирать, исходя из следующего соотношения:

Действующий ток конденсатора I_c можно без существенной погрешности определить, если пренебречь пульсациями тока дрос­селя и оперировать средним значением i_c на интервале (1-g)T. В результате для максимальной величины I_Cmax получим:

,

(22)

Напряжение, приложенное к транзистору, когда он закрыт, равно выходному напряжению преобразователя.

Амплитуда тока транзистора I_VTmax равна максимальному значению тока дросселя I_Lmax, который, в свою очередь, определяется суммой среднего значения тока дросселя I_L и половины полно­го размаха пульсации тока дросселя DI_L.

Средние значения токов нагрузки I_н и дросселя I_L соответ­ственно равны:

,	(23)
,	(24)

На основании (23) и (24) выразим ток дросселя через ток нагруз­ки:

,

(25)

С учетом (25) и (18) расчетная амплитуда тока транзистора составит величину

,

(26)

Среднее значение тока диода I_VD равно току нагрузки I_н.

Регулировочная характеристика повышающего преобразователя, рассчитанная по выражению (19), построена на рис. 28 (кривая, обо­значенная r = 0). Из графика характеристики видно, что при g ® 1 выходное напряжение стремится к бесконечности. Реально такого, конечно, быть не может. Дело в том, что для повышающего непосред­ственного преобразователя допущение об отсутствии потерь в эле­ментах схемы, оговоренное в начале раздела, является некорректным.

Наибольшим активным сопротивлением в рассматриваемой схе­ме обычно обладает дроссель. Если по-прежнему считать идеализи­рованными все элементы схемы, но учесть активное сопротивление об­мотки дросселя r (в сопротивление r можно включить и внутреннее сопротивление источника питания), то выражение для регулировоч­ной характеристики примет вид [4]:

,

(27)

где относительное сопротивление активных потерь.

Реальные регулировочные характеристики имеют экстремум и стре­мятся к нулю при g ® 1 (см. рис. 28).

Рис. 28

Дифференцируя (27) по g, находим, что максимум выходного напряжения U_выхmax имеет место при

,

(28)

и равняется

,

(29)

При проектировании следует ограничить диапазон изменения g из условия g < g^*.

Соотношения для расчета электрических величин и параметров элементов схемы с учетом r становятся достаточно громоздкими.

Поэтому при проектировании пользуются выведенными выше со­отношениями. Результаты при этом получаются достаточно достоверными с учетом того, что реально значения r относительно неве­лики.

Схема инвертирующего непосредственного преобразователя приведена на рис. 29.

Рис. 29

По сравнению со схемой повышающего преобразователя (см. рис. 26) здесь транзистор и дроссель взаимно поменялись местами. Но по-прежнему на интервале gТ включенного состояния транзистора дроссель L подключается к источнику питания и в нем запасается энергия. Диод VD на этом интервале выключен, так как к нему в запирающей полярности приложена сумма напряжений входного и выходного. На­пряжение на нагрузке поддерживается за счет разряда конденсатора.

На интервале закрытого состояния VT энергия, накопленная в дросселе, поступает в конденсатор С и нагрузку через открывшийся диод VD, а полярность выходного напряжения (указана на конден­саторе С) будет противоположна полярности питающего напряжения.

При тех же допущениях, что были сделаны при анализе процес­сов в повышающем преобразователе, временные диаграммы, иллю­стрирующие характер электромагнитных процессов в инвертирующем преобразователе, в целом идентичны приведенным на рис. 27. Отличия заключаются в следующем: напряжение на закрытом транзисторе рав­но U_вх + U_вых; напряжение на обмотке дросселя при закрытом транзисторе составляет — U_вых.

Из условия равенства нулю постоянной составляющей падения напряжения на дросселе (если не учитывать активных потерь в элементах схемы) можно составить соотношение

,

откуда получим

,

(30)

Рассчитанная по (30) регулировочная характеристика приведена на рис. 30 (кривая, обозначенная r = 0).

Регулировочная характеристика полностью идеализированного преобразователя, также как и на рис. 28, стремится к бесконечности при g ® 1.

При учете активного сопротивления дросселя получим [4]:

,

(31)

Реальные регулировочные характеристики, рассчитанные по (31), подобны характеристикам повышающего преобразователя (см. рис. 30 и рис. 28). Но в инвертирующем преобразователе выходное напряже­ние (по абсолютной величине) может быть как больше, так и меньше входного.

Максимум выходного напряжения имеет место при

,

(32)

и равняется

,

(33)

Конденсаторы в обоих рассмотренных в этом разделе схемах работают в одинаковом режиме, поэтому для инвертирующего преобразователя справедливы формулы (20) и (22). Режим работы транзистора по току остался прежним, т.е. справедлива формула (26), но прикладываемое к закрытому транзистору напряжение здесь больше и равно, как уже указывалось выше, U_вх + U_вых. Средний ток диода по прежнему равен среднему току нагрузки, а обратное напряжение диода равно величине напряжения, прикладываемого к транзистору.

Рис. 30

Подробное сравнение трех основных схем непосредственных преобразователей по расчетной мощности элементов при различных условиях функционирования проведено в [4,5]. По результатам сделан вывод, что наиболее эффективной является схема понижающего пре­образователя.

Из двух оставшихся схем выигрывает повышающий преобразо­ватель. Но его практическое применение ограничено случаями, когда нельзя применить понижающий преобразователь, то есть напряжение источника питания меньше требуемого выходного напряжения (а применить другой источник питания, с большим напряжением, не представляется возможным).

Пример области применения инвертирующего преобразователя — стабилизаторы напряжения, у которых диапазон изменения входного напряжения таков, что входное напряжение может быть как больше, так и меньше требуемого уровня выходного напряжения.

Повышающий и инвертирующий преобразователи могут выпол­няться, подобно понижающему преобразователю, на дросселях с от­пайкой. Но сколько-нибудь реальных положительных эффектов такое решение не приносит [5] и здесь не рассматривается.