Виграш демодулятора при оптимальному прийманні неперервних сигналів

Модуляція	Виграш	Коефіцієнт розширення смуги
АМ
БМ
ОМ
АІМ
ЧМ
ФМ
АІМ-АМ
ФІМ-АМ

Примітка. - коефіцієнт розширення смуги частот, що показує, у скільки разів ширина спектра модульованого сигналу більша за максимальну частоту модулюючого сигналу; - коефіцієнт модуляції; - індекс модуляції; - коефіцієнт амплітуди модулюючого сигналу.

Аналіз формул, наведених у табл. 16.3, показує, що для АМ максималь­ний виграш досягається при та . Практично завжди та , тому , тобто система з АМ дає не виграш, а програш. Так, для первинного сигналу звукового мовлення при та маємо . Фізично малий виграш для АМ пояснюється тим, що значна частина потужності модульованого сигналу зосереджена на частоті переносника, а корисна інформація міститься в малопотужних бокових смугах частот, тому усунення зі спектра АМ скла­дової на частоті переносника (перехід до БМ та ОМ) підвищує виграш до значення .

У широкосмугових видах модуляції (ЧМ, ФМ, ФІМ та ін.) виграш може бути значно більший за одиницю і стрімко підвищується, якщо спектр моду­льованого сигналу розширюється (кубічна залежність від коефіцієнта розши­рення смуги частот ). Тому для підвищення виграшу слід збільшувати девіацію частоти кутових модуляцій чи зменшувати тривалість імпульсу переносника для імпульсних модуляцій.

Формули виграшу використовуються як для визначення якості приймання неперервних сигналів, так і для порівняння різних систем за завадостійкістю.

Отже, за однакових умов та при і відношення сигнал-за­вада в системі з ЧМ у разів більше, ніж у системі з АМ. Але необ­хідно звернути увагу на те, що ця перевага ЧМ виходить завдяки розширен­ню смуги частот, тобто здійснюється обмін відношення сигнал-завада на смугу частот.

Значний виграш широкосмугових модуляцій пояснюється в основному ко­герентним складенням у демодуляторі спектральних складових сигналу, у той час як спектральні складові завад додаються некогерентно. Так, при когерен­тному складенні 12 однакових складових сигналу амплітуда підвищиться у 12 разів, потужність відповідно в 144 рази, тоді як при некогерентному складенні потужність суми 12 складових завади зросте тільки у 12 разів.

Поріг завадостійкості демодуляторів. Із формул, наведених у табл. 16.4, випливає, що в широкосмугових модуляціях при досить великих значеннях коефіцієнта розширення смуги частот досягається значний виграш демодуля­тора. Так, для ЧМ при та дістаємо виграш . Отже, на перший погляд, задача забезпечення високої якості передавання неперерв­них сигналів вирішується досить просто: якщо розширяти смугу частот спектра модульованого сигналу (для ЧМ, наприклад, це досягається підвищенням коефіцієнта модуляції), можна дістати необхідний виграш та задане відно­шення сигнал-завада на виході демодулятора. Але це не так! При розширен­ні спектра зростає потужність завади на виході демодулятора і відповідно знижується відношення сигнал-завада на його вході. При деякому пороговому значенні різко зростає рівень завад на виході демодулятора і, відпо­відно, майже стрибкоподібне зменшується відношення сигнал-завада на виході. Виграш демодулятора значно зменшується. Описане явище ілюстру­ється залежностями , наведеними на рис. 16.7.

Таким чином, порогом завадостійкості демодулятора є мінімальне від­ношення сигнал-завада на його вході, при нижчому за яке система зв'язку з даною модуляцією втрачає переваги щодо завадостійкості (високий ви­граш). Саме пороговий ефект обмежує можливості широко­смугових модуляцій у підви­щенні якості передавання неперервних сигналів.

Появу порога для систем зв'язку, в яких ширина спектра модульованого сигналу перевищує ширину спектра модулюючого сигналу , можна пояснити ефектом пригнічення сильним сигналом слабкого в детекторі (див. розд. 15). Вище порога сигнал перевищує заваду, і в детекторі пригнічується слабкіша завада. Нижче порога завада переви­щує сигнал, і пригнічується вже слабкіший сигнал сильнішою завадою. Виникають аномальні викиди завади на виході, які різко знижують якість. Порогові явища почина­ють спостерігатись при рівності максимальних (пікових) значень сигналу та завади. Оскільки коефіцієнт амплітуди завади , поріг завадостійкості (рис. 16.7). При синхронному детектуванні сигналів АМ, БМ та ОМ пороговий ефект не спостерігається. На рис. 16.7 залежності для цих модуляцій являють собою прямі для будь-яких значень .

Методи зниження порога завадостійкості. Нині розроблені та впрова­джені в основному методи зниження завадостійкості для систем зв'язку з ЧМ, тому що вона досить поширена. Оскільки поріг спостерігається за певної потужності сигналу на вході демодулятора, то зменшення потужності завади при фіксованій (незмінній) потужності сигналу забезпечує роботу демодулятора вище порога.

Як відомо, потужність флуктуаційної завади, що звичайно діє в каналі зв'язку, пропорційна ширині її смуги частот (див. приклад 2.7). Отже, для зменшення потужності завади на вході демодулятора необхідно зменшити смугу пропускання фільтра додетекторного оброблення . В оптимальному демодуляторі з лінійними фільтрами (де - ширина спектра модульованого сигналу). Якщо застосувати більш вузькосмуговий фільтр із , то потужність завади на виході фільтра зменшиться, але й сигнал через такий фільтр буде проходити зі значними частотними спотвореннями. Якість приймання різко зменшиться. Для подолання цього протиріччя проф. А. С. Віницький у 1940 р. знайшов оригінальне рішення. Використавши ту обставину, що при ЧМ миттєва частота змінюється досить повільно за законом модулюючого сигналу, він запропонував вузькосмуговий фільтр перестроювати так, щоб слідкувати за миттєвою частотою ЧМ-сигналу. Фільтр названий слідкуючим. Схема включення слідкуючого фільтра в тракт проміжної частоти демодулятора ЧМ-сигналів подана на рис. 16.8, а.

Технічні труднощі виконання перестроюваного з частотою фільтра призвели до деяких змін схеми (рис. 16.8, б). Вузькосмуговий фільтр проміжної частоти зі смугою не перестроюється. Зворотний зв'язок у схемі подається на гетеродин та вибирається таким, щоб синхронно зі змінами частоти прийнятого сигналу у тому самому напрямку змінювалась частота гетеродина з девіацією . Така схема зниження порога названа слідкуючим гетеродином. Частота на виході змішувача в цій схемі при

. (16.11)

Із формули (16.11) випливає, що, змінюючи девіацію частоти гетеродина , можна зменшити ширину спектра сигналу на виході змішувача і, відповідно, знизити поріг завадостійкості.

14.6. НЕОПТИМАЛЬНЕ ПРИЙМАННЯ СИГНАЛІВ

Умови застосування. Використання оптимальних схем приймання як дискретних, так і неперервних сигналів потребує (див. § 16.2 та 16.4) деякої апріорної інформації про сигнали та властивості каналу. Чим більше апріорної інформації є під час приймання, тим кращим може бути приймач (демодулятор) та вищою його завадостійкість. Для сигналів із відомими параметрами можна реалізувати оптимальний когерентний приймач Котельникова. Проте на практиці в багатьох випадках застосовують більш прості та надійні неоптимальні варіанти приймачів (демодуляторів) за рахунок деякого зниження завадостійкості. Для простих сигналів та найбільш часто застосовуваних видів цифрової та аналогової модуляцій (АМ, ЧМ, ФМ) схеми неоптимальних демодуляторів незначно відрізняються від схем демодуляторів із потенційною завадостійкістю. Розглянемо деякі із них.

Демодулятор сигналів із частотною маніпуляцією. Із середини 40-х р. і до останнього часу частотна маніпуляція ЧМ- т (ЧМ-2, ЧМ-4) є основною в системах передавання дискретних повідомлень. Як правило, застосовується фільтровий метод приймання сигналів із ЧМ- т, структурна схема демодулятора якого аналогічна структурній схемі оптимального некогерентного демодулятора сигналів ЧМ-2 (див. рис. 16.3). Різниця полягає в тільки в тому, що в оптимальному демодуляторі застосовуються узгоджені фільтри, а в неоптимальному - смугові фільтри до детектора та маніпуляційний фільтр після детектора.

Імовірність помилки в неоптимальному фільтровому демодуляторі сигналів ЧМ- т більша, ніж під час некогерентного оптимального приймання. Енергетичні втрати становлять близько 3-6 дБ. Це погіршення завадостійко­сті обумовлено двома основними причинами:

зменшенням відношення сигнал-завада порівняно з узгодженими фільт­рами;

міжсимвольними завадами, що створюються перехідними процесами у фільтрах (залишкові коливання, які виникають у результаті взаємодії попе­редніх сигналів).

Демодулятори фазової та відносної фазової маніпуляцій. Як доведено в § 16.3, фазова маніпуляція з протилежними сигналами (ФМ-2) має най­більшу потенційну завадостійкість і тому є перспективною для новітніх систем зв'язку.

Подана схема демодулятора ФМ-2 забезпечує завадостійкість, що незна­чно менша за потенційну, але має істотний недолік. Для нормальної роботи демодулятора фаза коливань опорного генератора повинна збігатись із фазою одного із сигналів. Цього можна досягти тільки у разі передавання спеціального допоміжного сигналу для фазової синхронізації. Проте на передавання такого допоміжного сигналу необхідні затрати потужності, і ФМ- т втрачає свої енергетичні переваги. Використання для фазової синхро­нізації прийнятого сигналу призводить до помилкового приймання, яке називається інверсною роботою демодулятора. У разі інверсної роботи вихідний первинний сигнал видається в негативі. Інверсна робота в демоду­ляторі сигналів ФМ-2 виникає тоді, коли фаза опорного генератора зміню­ється на протилежну. Чому це виникає? При рівноймовірних сигналах і , що відрізняються за фазою на 180°, під час приймання немає жодної ознаки, за якою можна було б встановити, фаза котрого із сигналів може бути прийнята за опорну. Тому в будь-якій схемі ФАПЧ синхронізація опорного генератора здійснюється одним із сигналів: чи , а тому має два сталих стани: 0 або 180°. У результаті дії завад у каналі фаза підст­роюваного генератора може стрибком переходити від одного стану до іншого випадково, а це призводить до інверсної роботи.

Цей істотний недолік ФМ- т, який значно обмежує її застосування, усунений у системах із відносною фазовою маніпуляцією (ВФМ- т), що була запропонована проф. М.Т.Петровичем. Нагадаємо, що в системах із ВФМ- т інформація передається не абсолютним, а відносним значенням фази, яке обчислюється як різниця фаз між сигналом, що передається в даний момент, та попереднім сигналом. Формування сигналів ВФМ-2 описа­но в §3.7. З багатьох різноманітних методів приймання сигналів ФМ-т найбільше поширення дістали методи порівняння фаз (некогерентне при­ймання) та порівняння полярностей (когерентне приймання).

Структурна схема демодулятора сигналів ВФМ'-2 за методом порівняння фаз подана на рис. 16.10, а. На відміну від схеми демодулятора сигналів ФМ-2 (рис. 16.8) у цій схемі система ФАПЧ і опорний генератор , які створюють інверсну роботу, замінені лінією затримки ЛЗ на тривалість сигналу . У фазовому детекторі порівнюються фази прийнятого сигналу та попереднього . Формування вихідних первинних сигналів після ФД здійснює­ться так само, як і в разі приймання сигналів ФМ-2. Оскільки в цій схемі як опорна напруга для ФД використовується прийнятий сигнал, то інверсна робота принципово неможлива.

Формули для обчислення ймовірності помилки демодуляторів сигналів ВФМ-2 наведені в табл. 16.2. З них випливає, що при некогерентному прийманні сигналів ВФМ-2 порівняно з некогерентним прийманням сигналів ЧМ-2 забезпечується двократний виграш за потужністю й такий самий виграш за смугою частот. Відносний декодер у когерентному демодуляторі сигналів ВФМ-2 у разі усунення інверсної роботи подвоює кількість помилок, що є еквівалентним незначним енергетичним втратам до 0,15-0,30 дБ у порівнянні з потенційною завадостійкістю сигналів ФМ-2. Тому когерентне приймання сигналів із ВФМ-2 та ВФМ-4 широко застосовується в сучасних системах зв'язку (передавання даних, супутниковий зв'язок тощо).

Приймання неперервних АМ- та ЧМ-сигналів. Структурні схеми реальних демодуляторів АМ- та ЧМ-сигналів ідентичні оптимальним (див. рис. 14.1 та 16.6) і містять три основних функціональних блоки: смуговий фільтр додетекторного оброблення, детектор, ФНЧ післядетекторного оброблення. Необхідне підсилення сигналів провадиться як до детектора, так і після нього. У радіоприймачах застосовується, як правило, супергетеродинне приймання, і основне підсилення забезпечується на проміжній частоті. Якщо характеристики фільтрів наближаються до ідеальних, реальні демодулятори забезпечують завадостійкість незначно нижчу за потенційну (2-5 дБ). Проте для забезпечення високої якості передавання неперервних сигналів необхідно також мати малі амплітудно-частотні та фазочастотні спотворення сигналів у фільтрах передавача, каналі зв'язку, приймачі та лінійність характеристик детектора.

У системах зв'язку з ЧМ для підвищення завадостійкості широко застосовуються передспотворення модулюючого сигналу. У передавачі АЧХ тракту звукової частоти має вигляд кривої, що піднімається догори; у приймачі ця характеристика, навпаки, направлена донизу. Якщо узгодити АЧХ передавача та приймача, частотні спотворення в наскрізному тракті будуть відсутні. Додатковий виграш в ослабленні завад одержується завдяки двом обставинам: 1) спектральна густина потужності завади на виході ЧД (див. рис. 15.15) зростає параболічне; 2) потужність верхніх звукових частот у спектрі мови, музики значно менша, ніж на нижніх частотах. Введення передспотворень під час передавання сигналів звукового мовлення, наприклад, дає змогу підвищити відношення сигнал-завада на виході демодулятора ЧМ на 12 дБ, якщо смуга звукових частот становить 10 кГц, і майже 6 дБ, якщо смуга 4 кГц.

У разі АМ той самий метод також дає виграш у відношенні сигнал-завада, але значно менший. Так, якщо смуга звукових частот 10 кГц, виграш становить біля 7 дБ, а якщо смуга 4 кГц, - 3,5 дБ.