Построение структурной схемы передатчика

Для получения однополосной модуляции (ОМ) можно применить [2] три способа:

1. фильтровой;

2. фазо-компенсационный;

3. фазо-фильтровой.

Выбираем фильтровой способ получения однополосной модуляции в передатчике, исходя из того, что он наиболее прост в технической реализации и позволяет достичь необходимого качества однополосной модуляции.

В передатчике применим схему формирования ОМ с двукратным преобразованием частоты. Это позволит обеспечить заданный уровень подавления несущей и второй боковой полосы. В качестве фильтра, на первом этапе преобразования, применим электромеханический фильтр (ЭМФ).

После первого балансного модулятора спектр сообщения переместится с диапазона частот 0,3…2,7 кГц на частоты верхней боковой полосы 500,3…502,7 кГц и нижней боковой полосы 497,3…499,7 кГц. При помощи ЭМФ частоту поднесущей 500 кГц и нижнюю боковую полосу подавляем. Балансная схема позволят подавлять несущую на 20…30 дБ. На второй балансный модулятор поступит только одна боковая полоса, сигналом которой будет модулировано несущее колебание. После второго балансного модулятора боковые полосы частот будут разделены полосой частот 1000,6 кГц. Это позволит выделить одну полосу частот (верхнюю) с помощью обычного LC – контура в составе резонансного усилителя.

Согласно техническому заданию, передатчик будет работать на четырех фиксированных частотах, поэтому в качестве источника несущей колебания применим кварцевый автогенератор со сменными кварцевыми резонаторами. Кварцевый генератор позволит реализовать необходимую точность установки и стабильность частот передатчика. В качестве генератора поднесущей 500 кГц также используем кварцевый автогенератор.

Для получения заданной мощности применим классический каскадный метод усиления мощности. В качестве оконечного и предоконечного усилителей можно применить однотактные транзисторные усилители, так как мощность передатчика сравнительно мала.

Для подавления высших гармоник на выходе передатчика, применим полосовой фильтр. Для согласования сопротивления антенны, которое изменяется с переключением частоты, с выходным сопротивлением полосового фильтра используем антенно-согласующее устройство. В составе него должен быть элемент, компенсирующий емкостную составляющую входного сопротивления антенны.

Исходя из вышеизложенного, рассчитаем основные характеристики элементов структурной схемы.

В данном передатчике используется антенна, имеющая небольшую емкостную составляющую входного сопротивления X _А. Применение удлинительной катушки приведет к дополнительным потерям. Коэффициент полезного действия антенно-согласующего устройства найдем с учетом потерь в удлинительной катушке. Он не будет превышать значение [1]:

h_АСУ ≤ R /(R + | X _А| / Q _L),

где Q _L – добротность удлиняющей катушки; в ДКМВ диапазоне можно принять Q _L = 100;

R _А = 17,835 Ом – активная составляющая входного сопротивления антенны;

X _А = -3,987 Ом – реактивная составляющая входного сопротивления антенны.

h_АСУ ≤ 17,835 / (17,835 + / 100) = 0,998

Принимаем h_АСУ = 0,99. Полосовые фильтры ДКМВ диапазона обладают коэффициентом полезного действия (h_ПФ) в пределах 0,7…0,9. Примем h_ПФ = 0,8.

Для определения колебательной мощности, отдаваемой транзистором оконечного усилителя, необходимо учесть потери во всей выходной колебательной системе, т.е. в полосовых фильтрах и антенно-согласующем устройстве. Мощность, отдаваемая антенной в окружающее пространство (Р _А), задана равной 5 Вт. Определим мощность, отдаваемую транзистором оконечного усилителя:

Р _ок = Р _А / (h_АСУ h_ПФ) = 5 / (0,99·0,8) = 6,313 Вт.

Выберем транзистор, позволяющий получить такую колебательную мощность. Для этого сравним несколько подходящих вариантов и выберем [3,4] наиболее подходящий. Транзисторы и их основные параметры представлены в таблице 1.

Таблица 1 – Транзисторы для оконечного усилителя мощности и их основные параметры

Выбор типа транзистора производится по следующим техническим характеристикам:

- граничной частоте;

- отдаваемой мощности;

- коэффициенту передачи по мощности.

Коэффициент передачи по мощности ориентировочно определим [5] по следующему выражению:

,

Из условия устойчивости выходного каскада, значение этого коэффициента не должно превышать 40…50.

В формуле (1) обозначено:

К _р – коэффициент передачи по мощности в проектируемом усилителе;

f – рабочая частота;

E _к –значение напряжения коллекторного питания транзистора в проектируемом усилителе (с учетом потерь на элементах цепи питания примем E _к = 0,98 Е _п);

P – требуемая выходная мощность усилителя;

К _р1, f ₁, Е _к1, Р ₁ – значения, полученные в результате эксперимента (справочные данные).

Из рассмотренных транзисторов наиболее подходящим является транзистор 2Т921А, обладающий на рабочей частоте коэффициентом усиления по мощности

На вход оконечного усилителя необходимо подать мощность:

Коэффициент полезного действия согласующей цепи предоконечного каскада находится в пределах 0,6…0,8, поэтому примем h_пк = 0,75.

Находим выходную мощность транзистора предоконечного усилителя (Р_пк) с учетом потерь в согласующей цепи:

Выберем транзистор, позволяющий получить такую колебательную мощность. Для этого сравним несколько вариантов и выберем [3,4] наиболее подходящий (таблица 2).

Коэффициент усиления по мощности ориентировочно определим по формуле (1). Значение этого коэффициента для устойчивой работы не должно превышать 40…50.

Таблица 2 – Транзисторы для предоконечного усилителя мощности и их основные параметры

Из вышерассмотренных транзисторов наиболее подходящими являются транзистор 2Т951В, обладающий высоким коэффициентом усиления при небольшой выходной мощности, и транзистор КТ903А, который при пониженной выходной мощности позволяет получить достаточно большое усиление. Как показывает анализ справочных данных [4], у транзистора 2Т951В большое значение сопротивления насыщения r _насВЧ=10Ом. При невысоком напряжении коллекторного питания на этом транзисторе затруднительно будет получить критический режим с высокими энергетическими показателями. Поэтому для предоконечного каскада выбираем транзистор КТ903А. Рассчитанное ориентировочное значение его коэффициента усиления по мощности

отвечает условию устойчивой работы (К _р<40…50).

На вход предоконечного каскада необходимо подать мощность:

Такую мощность можно получить с резонансного усилителя, включенного после второго балансного модулятора. Этот усилитель сделаем переключаемым по частоте в соответствии с частотами каналов.

На второй балансный модулятор подается сигнал с кварцевого автогенератора (КАГ), частота которого переключается в соответствии с рабочими частотами каналов (на 500 кГц меньше них). Зададимся выходной мощностью КАГ Р = 0,5 мВт.

Для кварцевого автогенератора на частоту поднесущей 500 кГц выберем транзистор ГТ311.

Предварительный вариант структурной схемы передатчика представлен на рисунке 1. Окончательно структурная схема будет составлена после электрического расчета всех каскадов.

5. Расчет выходного усилителя

Расчет производится с использованием параметров транзистора 2Т921А, взятых из справочников [3,4].

1. Параметры идеализированных статических характеристик:

- r _нас, (r _{нас ВЧ}), (Ом) – 1,2 (3,4);

- R _У.Э. (кОм) > 0,2;

- h _21Э0 – 10…80, (принимаем среднее значение h _21Э0=40).

2. Высокочастотные параметры:

- f _Т , (МГц) – 90…300 (принимаем f _Т=200 МГц);

- С _К ,(пФ), (при Е_К,В) – 40…50, (20) (принимаем С _К=45пФ);

- С _Э ,(пФ), (при Е_Э,В) – 300…450, (3) (принимаем С _Э=375пФ);

- t_К, (пс), (при Е_К, В) - < 22,(10);

- r _Э ≈ 0;

- L _Э , (нГн) – 3;

- L _Б , (нГн) – 3,5;

- L _К , (нГн) – 3,5;

3. Допустимые параметры:

- U _КЭ.ДОП , (U_КЭ.ИМП), (В) – 65, (80);

- U _БЭ.ДОП , (В) – 4;

- I _К0.ДОП , (I_{К.MAX.ДОП}), (А) – 3,5, (4,7);

- I _Б0.ДОП , (I_{Б.MAX.ДОП}), (А) – 1;

- диапазон рабочих частот (длин волн) – КВ ÷ УКВ;

4. Тепловые:

- t _П.ДОП, (⁰С) – 150;

- R _ПК, (⁰С/Вт) – 6.

При усилении однополосных колебаний необходимо обеспечить главное требование – линейную модуляционную характеристику, то есть линейную зависимость амплитуды первой гармоники коллекторного тока I _к1 от амплитуды тока базы I _б. С этой целью выбираем режим работы транзистора недонапряженный (близкий к критическому в пиковом режиме) и угол отсечки коллекторного тока q=90°.

Электрический расчет режима работы транзистора состоит из двух этапов – расчета коллекторной цепи и расчета входной цепи.

Date: 2015-07-24; view: 1385; Нарушение авторских прав