Два подхода к выбору схем НЧ усилителей с АРУ

Два подхода к выбору схем НЧ усилителей с АРУ
Владимир Рентюк, г. Запорожье

Как известно, проблемы скрываются в деталях. Данная статья, написанная исходя из собственного опыта автора, раскрывает некоторые важные детали для выбора оптимальных понижающих низкочастотных схем с автоматической регулировкой усиления (АРУ).

Необходимо отметить, что в настоящее время ясного понимания, какую схему и когда наиболее оптимально применять, нет. И не только среди радиолюбителей, но и в среде радиоинженеров. Особенно, когда неспециалисту в области звукотехники требуется выбрать схему АРУ при решении разовых задач, например, для ограничения уровня низкочастотного сигнала в тракте передачи, для нормирования уровня такого сигнала от непрогнозируемого источника или для устранения возможной перегрузки.
Порой возникает путаница, когда устройства с нелинейной передаточной характеристикой, например ограничители сигналов и компрессоры на нелинейных элементах, логарифмические или экспоненциальные усилители и т.п., ошибочно приравниваются к схемам с АРУ, хотя последние имеют специальный контур регулирования (отсюда и их название: схемы с автоматической регулировкой усиления - АРУ).
Что же необходимо для правильного выбора схемы с АРУ? Необходимо определить, какая задача должна быть решена этой схемой. Схемы, сжимающие динамический диапазон сигнала (их и рассматривает данная статья), делятся, в свою очередь, на два направления.
Первое - это схемы, ограничивающие сигнал на некотором заданном уровне без его компрессии до точки срабатывания АРУ. Их задача - не
допустить превышение сигналом некоторого заданного уровня.
Второе направление - это схемы, уменьшающие динамический диапазон выходного сигнала во всем динамическом диапазоне входного сигнала. Они осуществляют именно сжатие динамического диапазона -- компрессию, то есть в большей степени усиливают малые сигнала и в меньшей степени - большие. Это позволяет устранить перегрузку тракта и улучшить соотношение сигнал/шум, но сигнал теряет свою изначальную динамику (в последствии ее можно вернуть к исходной эспандером). Компрессоры часто выполняют и ограничение сигнала на некотором уровне. На рис.1 показаны три основные идеализированные передаточные (в некоторой литературе - амплитудные) характеристики схем с понижающей АРУ.

На рис.1,а показана передаточная характеристика схемы, в которой усиление сигнала до некоторого предела осуществляется без сжатия динамического диапазона, но выше заданного уровня (за точкой перелома) усиление не происходит.

На рис.1,b показана передаточная характеристика схемы с компрессией (сжатием) динамического диапазона с соотношением r:1. В этом случае осуществляется большее усиление слабых и уменьшается усиление сигналов высокого уровня.

На рис.1,с показана передаточная характеристика компрессора с ограничением максимального уровня сигнала. В реальной практике используются схемы, имеющие еще более сложные, комбинированные передаточные характеристики, например, с убывающим экспандированием в области малых сигналов (так называемы шумовой затвор - noise gate).
Классическая схема низкочастотного усилителя с понижающей АРУ имеет два варианта исполнения.

На рис.2,а показана схема АРУ с прямой регулировкой,

а на рис.2,b - схема АРУ с обратной регулировкой. В общем случае схема содержит входной усилитель, управляемый регулятор, выходной усилитель, детектор с его усилителем и фильтром.
Оба эти решения имеют свои достоинства и недостатки. Так, для построения идеального усилителя-ограничителя, наиболее приемлем вариант АРУ с прямой регулировкой. Наоборот, схемы АРУ с обратной регулировкой, представляющие
собой системы с отрицательной обратной связью, наиболее приемлемы в тех случаях, когда требуется высокая стабильность передаточной характеристики. Обратная регулировка и в компрессоре, и в ограничителе более предпочтительна, поэтому на практике эти схемы используются чаще.
Двумя важными факторами для оптимального выбора являются быстродействие и время восстановления петли АРУ. Быстродействие схемы с АРУ определяет скорость ее реакции на изменение уровня сигнала и является решающим фактором для выбора схемы, основной задачей которой является ограничение уровня сигнала. Правильный выбор времени срабатывания АРУ устраняет эффект «схлопывания» (замирания сигнала). Время восстановления оказывает решающее влияние на использования схем с АРУ, например, в трактах усиления речи или музыки. Правильный выбор этого параметра устраняет «бубнение», вызванное сжатием динамического диапазона сигнала, обеспечивает разборчивость речи и делает работу схемы с АРУ, в идеале, незаметной.
Усилитель-ограничитель
На рис.3 показана схема усилителя-ограничителя с понижающей АРУ, разработанная автором для использования в качестве усилителя-ограничителя [1].

Поставленная задача требовала не допустить превышение сигналом некоторого заданного уровня (в противном случае происходило бы разрушение сигнала при передаче и невозможность его последующего восстановления), но требовалось сохранить динамический диапазон изменения сигнала, тем самым, обеспечив высокое качество передачи звука.
Схема выполнена на операционных усилителях (ОУ) по структуре АРУ с обратной регулировкой без входного усилителя. На рис.3 фильтры по цепям питания ОУ не показаны. Входная цепь схемы представляет собой управляемый аттенюатор (собственно, регулятор АРУ), который образован резистором R1 и р-канальным полевым транзистором с неизолированным затвором VT1. Максимальная глубина АРУ (величина устойчивого ограничения) определяется отношением R1/RDSon, где RDSon - сопротивление транзистора VT1 в открытом состоянии (то есть когда на его затвор подан нулевой потенциал напряжения) и рассчитывается по формуле K=20lg(1+R1/RDSon). Для маломощных полевых транзисторов сопротивление открытого канала не всегда приводится в их описании. В этом случае RDSon можно рассчитать по известной крутизне So транзистора RDSon=1/So. Зависимость сопротивления канала выбранного типа полевого транзистора от напряжения затвор-исток VGS при условии VGS<VGSoff описывается формулой 2.5 из [5]:
RGS-(1/so)/(1-vGS/vGSoff±vDS/vGSoff).
Из этого выражения вытекает два важных момента.
Во-первых, наибольший диапазон регулировки будет иметь управляемые звенья на транзисторах с большими напряжениями отсечки VGSoff (отсюда выбор транзистора КП103М1, подходящий зарубежный аналог PMBFJ175) и большей крутизной So. Естественно, что напряжение отсечки транзистора не должно превышать напряжения питания каскада.
Во-вторых, такое регулирующее звено нелинейно по своей сути (из-за влияния VDS/VGSoff) и, без принятия специальных мер, вносит нелинейные искажения. Эти нелинейные искажения минимизируются введением обратной связи (элементы СЗ, R5, R6) [2]. Если необходима прецизионная работа регулятора, то один из резисторов заменяют цепочкой из постоянного и подстроечного резистора, который и позволяет осуществить минимизацию вносимых регулятором нелинейных искажений. Использование аттенюатора устранило зависимость полосы пропускания устройства
от коэффициента усиления, обеспечило устойчивость к самовозбуждению и расширило динамический диапазон работы ограничителя (для рассматриваемой схемы не менее 60 дБ от номинального уровня входного сигнала при увеличении выходного сигнала не более чем на 1 дБ). К недостаткам устройства относится температурная зависимость передаточной функции (при изменении температуры на 30°С порог ограничения выходного напряжения изменяется на 1 дБ).
У усилителя на DA1-1 собственный коэффициент усиления равен КU=1+RЗ/R4, а конденсаторы С1, С2, С5 ограничивают частотный диапазон схемы на уровне 20 Гц...20 кГц, чтобы не перегружать схему «лишними» сигналами, особенно опасными для работы схем с АРУ инфранизкочастотными. Входной резистор R2 уменьшает дрейф выходного напряжения и повышает общую устойчивость работы схемы. В качестве ОУ можно использовать любые ИМС ОУ с малыми входными токами и смещением выходного напряжения (в первой оригинальной схеме использовались ОУ 544УД2 и сдвоенный 140УД20А). Особенностью приведенной схемы является использование прецизионного двухполупериодного (full-wave) выпрямителя [3], выполненного на операционных усилителях DA1-2 и DA1-3 с введенным автором дополнительным управляющим элементом на транзисторе VT2.
Необходимый коэффициент передачи выпрямителя устанавливается соответствующим выбором резисторов R7, R8, R9, R10, R11. При равенстве резисторов R7=R8=R9=R10=R11 коэффициент передачи выпрямителя равен единице. Срабатывание системы ограничения на заданном уровне обеспечивается каскадом на транзисторе VT2. Быстродействие петли АРУ рассматриваемой схемы определяется временем разряда конденсатора С4 через сопротивление коллектор-эмиттер транзистора VT2 и не превышает долей миллисекунд, что является идеальным для ограничителя. Время отпускания АРУ определяется скоростью заряда конденсатора С4 через резистор R14 и подобрано экспериментально. Порог срабатывания АРУ и, следовательно, уровень выходного сигнала устройства определяется параметрами транзистора VT2 и делителем напряжения R12R15. В данной схеме минимальное значение порога ограничения сигнала по амплитуде равно 0,68 В (свойство кремниевого транзистора VT2). Для синусоидального напряжения он равен 0,68/√2=0,48 В (среднеквадратичное значение).
Свойство передаточной характеристики транзистора VT2 позволяет избежать перелома передаточной характеристики схемы (рис.1,а), делая ограничение сигнала мягким и незаметным. «Схлопывания» полностью устраняется соответствующей установкой рабочей точки транзистора VT1. Для этого движок подстроечного резистора R15 устанавливается в нижнее по схеме положение. Движок подстроечного резистора R13 устанавливается в крайнее верхнее положение. На вход усилителя подается синусоидальный сигнал с уровнем выше номинального на 3 дБ. Подстроечным резистором R13 этот выходной сигнал уменьшается примерно на 1 дБ. После завершения описанной операции, резистором R15 устанавливается необходимый максимальный уровень выходного напряжения. Использование двухполупериодного выпрямителя с каскадом на транзисторе VT2 (в отличие от типичных однополупериодных схем) обеспечивает реакцию усилителя-ограничителя на превышение заданного максимального амплитудного значения любой из полуволн входного сигнала, а отсутствие разделительного конденсатора в цепи детектора делает работу такой схемы независящей от частоты сигнала, подаваемого в цепь управления.
Рассмотренная схема использовалась автором для ограничения уровня сигнала в разработанной им многоканальной системе передачи с уплотнением каналов (по каналам передавалась речь и качественные музыкальные программы). Также схема применялась для исключения перегрузок усилителей мощности низкой частоты, в автоматических микшерских пультах, модуляторах и т.п. Необходимо отметить полезность использования этой схемы петли АРУ в генераторах синусоидального напряжения, выполненных на базе моста Вина-Робертсона, что позволяет создать стабильный прецизионный генератор синусоидального напряжения с малым уровнем нелинейных искажений. В таком применении схема может быть упрощена использованием на выходе выпрямителя вместо каскада на VT2 фильтра низких частот с частотой среза в 5-10 раз ниже частоты генератора.
Схема с компрессией сигнала
Второй подход к проектированию схем с АРУ -это разработка схем с компрессией сигнала. По мнению автора, наиболее целесообразно решать эту достаточно сложную проблему с использованием специализированных ИМС, например, серии SSM21xx от Analog Devices Inc. Передаточная характеристика устройств на базе этих ИМС показана на рис.4.

Подробное описание базовой ИМС этой серии SSM2166, особенности ее использования и схема отладочного модуля (Evaluation Board) приведены в [4]. Доступны и упрощенные варианты базовой ИМС: SSM2165 и SSM2167. Устройства, выполненные на ИМС этой серии, используются для обработки сигналов с микрофонных входов в цифровых системах обработки звука, для улучшения разборчивости речи в системах связи и оповещения, для электромузыкальных инструментов, например, в бустерах электрогитар (устраняется необходимость глушения струн в конце звучания нот) и т.п. Встроенный в ИМС усилитель, управляемый напряжением (VCA), обеспечивает необходимое усиление, которое динамически регулируется контуром управления так, чтобы сохранить установленную пользователем характеристику сжатия. Степень сжатия (Compression Ratio) может быть установлена от 1:1 до 15:1 относительно определенной пользователем «точки поворота». Сигналы выше точки поворота ограничиваются так, чтобы предотвратить перегрузку и устранить «схлопывания». При установке степени сжатия 1:1 усилитель, управляемый напряжением (VCA) ИMC SSM2166, может быть сконфигурирован с усилением до 20 дБ. Это усиление будет дополнением к изменяемому усилению в режимах сжатия. Входной усилитель (Buffer) микросхемы может быть сконфигурирован внешними элементами для обеспечения усиления от 0 дБ до 20 дБ. Убывающее экспандирование (упомянутый выше шумовой затвор - noise gate) предотвращает усиление шума и внешних помех, лежащих ниже заданного уровня входного сигнала. ИМС этой серии содержат запатентованный детектор среднеквадратичного значения (AVG). Время усреднения (интеграции) задается внешним конденсатором (обычно используется конденсатор емкостью от 2 мкФ до 47 мкФ). ИМС имеет возможность перевода ее в режим с пониженным потреблением тока не более 100 мкА (Power Down) и паузы (Mute). К недостаткам этих ИМС можно отнести: высокую стоимость (хотя производитель анонсирует обратное); ограниченный диапазон рабочих частот (автор специально уточнял этот момент в переписке с изготовителем); большой ток потребления в рабочем режиме (до 10 мА); однополярное питание (+5 В для SSM2166), как следствие, низкий уровень выходного напряжения (1 В при Кr=1%); отсутствие защиты по выходу буферного усилителя и по выходу ИМС; высокий, как для сегодняшнего дня, уровень собственных шумов. Косвенным недостатком является самовозбуждение ИМС при касании щупом к входу VCA. Тем не менее, достоинств этой ИМС больше, чем недостатков.
Впервые решение на базе SSM2166 потребовалось автору для устранения проблемы последней мили в системе сопряжения телефонных линий с базовой радиотелефонной станцией. Требовалось не только обеспечить ограничение сигнала на заданном уроне, для исключения перегрузки входных цепей передатчиков базовой станции, но и сжатие динамического диапазона сигнала с целью повышения отношения сигнал/шум и подавление шумов канала в режиме молчания. Схема одной такой ячейки устройства сопряжения показана на рис.5.

Устройство устраняло перегрузку канала при поступлении сигнала с уровнем до 15 дБ, превышающим номинальный. Оптимальный уровень компрессии был определен в ходе исследовательских работ и предустановлен (R5) как 3:1, таким образом, уменьшение среднеквадратичного уровня сигнала на выходе коммутационного оборудования на 10 дБ от заданного уровня приводило к уменьшению входного сигнала модулятора передатчика базовой станции всего на 3,5 дБ. Значительно улучшились разборчивость речи и узнаваемость тембра голоса абонента. Отношение сигнал/шум в тракте связи возросло с 22 дБ до 32 дБ. Компенсация потерь в линиях связи составила 6,5 дБ. Полностью исчез раздражающий «бочкообразный» и «металлический» призвук. В два раза возросла скорость передачи цифровой информации с одновременным уменьшением ошибок. Были устранены шумы в паузе.
Этот вариант решения схемы использовался автором в качестве составной части модулятора для AM и SSB передатчиков, в приемнике устройства ультразвуковой локации и для нормирования сигнала в генераторе шума.
PA 6'2011

Литература

1. Vladimir Rentyuk. USE OF AN AGC AMPLIFIER AS A SOFT LIMITER OF SIGNALS // Electronics World, May 2010.
2. TietzeU., SchenkCh. HALBLEITER-SCHALTUN-GSTECHIK// SPRINGER-VERLAG BERLIN HEIDER-BERG, NEWYORK, 1980.
3. Luces M. Faulkenberry An Introduction to Operational Amplifiers With Linear 1C Applications, Second Edition, John Wiley, New-York 1982
4. SSM2166 Microphone Preamplifier with Variable Compression and Noise Gating, Analog Devices, Inc., 1999
5. Крылов Г.М., Хоняка Е.И. и др. Управляемые аттенюаторы. - М.: Радио и связь, 1985.