Главная Случайная страница



Полезное:

Как сделать разговор полезным и приятным Как сделать объемную звезду своими руками Как сделать то, что делать не хочется? Как сделать погремушку Как сделать неотразимый комплимент Как сделать так чтобы женщины сами знакомились с вами Как сделать идею коммерческой Как сделать хорошую растяжку ног? Как сделать наш разум здоровым? Как сделать, чтобы люди обманывали меньше Вопрос 4. Как сделать так, чтобы вас уважали и ценили? Как сделать лучше себе и другим людям Как сделать свидание интересным?


Категории:

АрхитектураАстрономияБиологияГеографияГеологияИнформатикаИскусствоИсторияКулинарияКультураМаркетингМатематикаМедицинаМенеджментОхрана трудаПравоПроизводствоПсихологияРелигияСоциологияСпортТехникаФизикаФилософияХимияЭкологияЭкономикаЭлектроника







СВОЙСТВА И ПРИМЕНЕНИЕ ТРАНЗИСТОРОВ





Эксплуатационные параметры транзисторов:

Транзисторы характеризуются эксплуатационными параметрами, предельные значения которых указывают на возможности их практического применения. При работе в качестве усилительных приборов используются рабочие области характеристик биполярных и полевых транзисторов в соответствии с рисунком 1.37.

а) биполярные транзисторы б) полевые транзисторы

Рисунок 1.37 – Предельные параметры транзисторов

 

К основным эксплуатационным параметрам относятся:

–максимально допустимый выходной ток, обозначаемый для биполярных транзисторов как IКmax. Превышение IКmax приводит к тепловому пробою коллекторного перехода и выходу транзистора из строя. Для полевых транзисторов этот ток обозначается ICmax. Он ограничивается максимально допустимой мощностью, рассеиваемой стоком транзистора;

–максимально допустимое напряжение между выходными электродами: UКЭmax для биполярных транзисторов UСИmax для полевых транзисторов. Это напряжение определяется значениями пробивного напряжения коллекторного перехода биполярных транзисторов и пробивного напряжения участка «сток – затвор» полевых транзисторов;

–максимально допустимая мощность, рассеиваемая выходным электродом транзистора. В биполярном транзисторе это мощность РКmax, рассеиваемая коллектором и бесполезно расходуемая на нагревание транзистора. В случае ПТ это мощность РCmax, рассеиваемая стоком транзистора.

У биполярных транзисторов при недостаточном теплоотводе разогрев коллекторного перехода приводит к резкому увеличению IК Процесс имеет лавинообразный характер и транзистор необратимо выходит из строя. Влияние температуры на основные характеристики БТ происходит в соответствии с рисунком 1.38.

а) входная характеристика б) выходная характеристика

Рисунок 1.38 – Влияние температуры на ВАХ БТ

 

Здесь сплошными линиями показаны характеристики, соответствующие нормальной температуре (+20°С), а штриховыми – повышенной температуре (+ 60°С).

С ростом температуры входная характеристика сдвигается влево и уменьшается входное сопротивление БТ. При повы­шении температуры наблюдается смещение выходных характе­ристик БТ вверх. В этом случае наблюдается уменьшение выходного сопротивления БТ, что можно заметить по изменению наклона выходных характеристик. Особенно сильно зависит от температуры неуправляемый ток коллектора. Он возрастает примерно вдвое при повышении температуры на 10°С.



При повышении температуры окружающей среды мощность РКmax уменьшается, поэтому БТ нуждаются в схемах температурной стабилизации режима. Полевые транзисторы имеют заметные преимущества по температурной стабильности при сравнении с БТ. Следует отметить, что влияние температуры отличается от наблюдаемого в БТ и проявляется по-разному у ПТ разных структур. У транзисторов с p-n-переходом с ростом температуры уменьшается контактная разность потенциалов UК, что способст­вует увеличению IС. Одновременно с повышением температуры уменьшается подвижность носителей в канале, что способствует уменьшению IС.

При определенном напряжении UЗИ влияние изменения контактной разности потенциалов и изменения подвижности носителей в канале на IС оказывается одинаковым. В этом случае у ПТ с p-n-переходом наблюдается точка температурной стабильности тока стока в соответствии с рисунком 1.39. Величина напряжения стабилизации U находится в промежутке от 0,6 В до 0,4×UЗИ ОТС В.

У МДП транзисторов p-n-переход «подложка – канал» оказывает меньшее управляющее действие на IС. Под действием температуры меняется UЗИ, изменяются подвижность носителей в канале и концентрация носителей за счет ионизации поверхностных уровней. Эти явления обусловливают наличие точек температурной стабильности IС у МДП транзисторов U3 Т = UЗИ пор + (от 0,8 до 2,4) В. У полевых транзисторов с p-n-переходом наблюдается резкое изменение входной характеристики при изменении температуры

. (1.69)

Рисунок 1.39 – Влияние температуры на ВАХ ПТ

 

При отрицательных температурах значение I3 очень мало и практически не меняется. Это объясняется наличием линейного сопротивления утечки между выводами прибора.

Работа транзисторов с нагрузкой:

При работе транзисторов в качестве усилительных элементов в их выходную цепь включают нагрузку, а во входную — источник сигнала. Наилучшими усилительными свойствами обладают транзисторы, включенные в соответствии с рисунком 1.40 по схеме с общим эмиттером и общим истоком. Режим работы транзистора с нагрузкой называют динамическим. В таком режиме напряжения и токи на электродах транзистора непрерывно изменяются.

а) схема с общим эмиттером б ) схема с общим истоком

Рисунок 1.40 – Работа транзисторов с нагрузкой

 

Согласно со вторым законом Кирхгофа для выходной цепи как БТ, так и ПТ справедливо уравнение

(1.70)

Уравнение (1.70) получило название уравнения динамического режима для выходной цепи. На семействах выходных характеристик транзистора график этого уравнения имеют вид прямой линии, проходящей через точки с координатами (UП, 0) и (0, UП/RH). Эту линию часто называют динамической характеристикой или нагрузочной прямой. Промежуточные положения точек на линии нагрузки характеризуют возможные напряжения и токи в соответствующих цепях транзистора при подаче сигнала (с учетом сопротивления нагрузки).



В случае БТ любому напряжению на входе соответствует определенный ток базы, которому, в свою очередь, соответствует определенный выходной ток коллектора и выходное напряжение «коллектор-эмиттер». Например, если до подачи напряжения сигнала UС ко входу транзистора прикладывается постоянное напряжение UБЭ0, то во входной цепи будет протекать постоянный ток базы IБ. В этом случае через транзистор будет протекать выходной ток IК0, а на выходе транзистора будет напряжение UK0.

Этим токам и напряжению соответствует точка А на рисунке 1.41 называемая рабочей точкой.

а) для схемы БТ с общим эмиттером б) для схемы ПТ с общим истоком

Рисунок 1.41 – Нагрузочные характеристики транзисторов

 

В каскаде с ПТ в соответствии с рисунком 1.41 заданное положение рабочей точки А определяется постоянным напряжением UСИ0. Так как к p-n-переходу транзистора в рассматриваемом режиме прикладывается запирающее напряжение, то входной ток чрезвычайно мал и не оказывает существенного влияния на режим работы схемы. Важным достоинством каскада на ПТ является высокое входное сопротивление.

В схеме с БТ сопротивления нагрузки RН и в цепи базы RБ существенно влияют на вид входной характеристики, называемой в этом случае динамической входной характеристикой.

Используя входные характеристики транзистора IБ = f(UБЭ), нетрудно перестроить динамическую характеристику в координатах IК, UБЭ. Динамическая характеристика БТ как зависимость тока коллектора IК от входного напряжения UБЭ показана на рисунке 1.42.

а) б)

Рисунок 1.42 – Динамические характеристики БТ

 

Обращает на себя внимание худшая линейность характеристики IК = g(UБЭ) по сравнению с характеристикой IК = f(IБ), что типично для БТ.

В каскадах с ПТ имеет смысл только динамическая характеристика как зависимость выходного тока IC от входного напряжения U при сопротивлении нагрузки RН. Она строится по точкам пересечения нагрузочной линии с выходными характеристиками транзистора в соответствии с рисунком 1.43, из которого видно, что динамическая характеристика ПТ обладает существенно лучшей линейностью по сравнению с характеристикой БТ.

Рисунок 1.43 – Динамическая характеристика полевого транзистора

Усилительные свойства транзисторов:

Различные способы включения биполярных и полевых транзисторов в

простейших схемах усилителей выполнены в соответствии с рисунками 1.44 и 1.45.

а) с общей базой б) с общим эмиттером в) с общим коллектором

Рисунок 1.44 – Схемы включения БТ

 

а) с общим затвором б) с общим истоком в) с общим стоком

Рисунок 1.45 – Схемы включения ПТ

 

Основным показателем усилителей является коэффициент уси­ления по напряжению КU = DUВЫХ/DUВХ. В усилителях на БТ обычно находят также коэффициенты усиления по току КI и мощности КР: КI = DIВЫХ/DIВХ; КP = DPВЫХ/DPВХ = КI×КU. В низко­частотных усилителях на ПТ значения КI и КР очень велики и их обычно не рассчитывают.

Усилители на основе ПТ с общим затвором не находят широкого применения. Это объясняется низким входным сопротивлением схемы по отношению к источнику входного сигнала.

Усилители на основе ПТ, включенных по схемам с общим истоком и общим стоком имеют чрезвычайно большое входное сопротивление при работе на постоянном токе и низких частотах.

При использовании сопро­тивлений нагрузки, существенно меньших выходного сопротивле­ния транзистора, коэффициенты усиления по напряжению для схем с общим истоком и стоком определяются по формулам

, (1.71)

, (1.72)

где S — крутизна транзистора в рабочей точке.

При включении транзистора по схеме с общим стоком усилитель выполняет функции повторителя напряжения и имеет низкое выходное сопротивление, близкое к значению RBblХ = l/S.

Усилитель на БТ, включенный по схеме с ОБ, имеет низкое входное сопротивление и коэффициент передачи тока, меньший 1. Наилучшими усилительными свойствами обладают усилители с включением транзисторов по схемам с общим эмиттером и общим истоком. При включении БТ по схеме с общим коллектором усилитель работает как повторитель напряжения (КU ® 1), имеет высокое входное и низкое выходное сопротивления.

Основные показатели усилителей на основе БТ сведены в таблице 1.8.

Таблица 1.8 – Усилительные характеристики БТ для различных схем включения

Схема включения Кi Кu КP
С общей базой
С общим эмиттером
С общим коллектором

Частотные свойства транзисторов:

При работе на высоких частотах проявляются инерционные свойства транзистора, которые обусловлены:

- конечным временем пролета носителей через базу БТ и канал ПТ;

- перезарядкой емкостей, связанных с физической структурой транзистора.

В результате уменьшаются амплитуда выходного тока и возникают фазовые сдвиги между токами и напряжениями. Так же наблюдается уменьшение коэффициента усиления по мощности, обусловленное увеличением проводимости цепи обратной связи Y12. При этом может произойти нарушение устойчивости усилителя, если не использо­вать внешние обратные связи для компенсации влияния прово­димости Y12. Для обеспечения максимального усиления по мощности реактивные составляющие входной и выходной проводимостей должны быть скомпенсированы, а проводимость нагруз­ки выбрана равной активной проводимости транзистора. Тогда коэффициенты усиления по току Кi, по напряжению КU и мощности КP определяются выражениями

, (1.73)

, (1.74)

, (1.75)

, . (1.76)

Частотная зависимость коэффициента усиления по мощности определяется зависимостями от частоты прямой проводимости |Y21|, входной g11 и выходной g22 активными проводимостями. Вид частотной зависимости КР в соответствии с рисунком 1.46.

Максимальная частота усиления (частота единичного усиления fmax, по мощности) БТ определяется по формуле . Для определения максимальной частоты усиления необходимо знать предельную частоту передачи тока эмиттера и величину постоянной времени коллекторной цепи tК = rБ×CКБ, обычно приводимую в справочных данных БТ.

При нахождении зависимости коэффициента передачи транзистора от частоты в схеме с общей базой учитывают действие трех факторов: емкости эмиттерного перехода, времени пролета через базу и времени пролета через коллекторный переход.

Коэффициент передачи тока эмиттера:

, (1.77)

где a0 – коэффициент передачи тока эмиттера на нулевой частоте;

wg = g11БЭпредельная частота инжекции;

g11Б – проводимость эмиттерного перехода;

wn предельная частота коэффициента переноса (величина, обратная среднему времени диффузии неосновных носителей заряда через базу tДФ), wn = 1/tДФ;

wк предельная частота пролета через коллекторный переход (величина обратно пропорциональна толщине коллекторного перехода dК и прямо пропорциональна скорости движения носителей VK).

Из указанных факторов наиболее существенным является второй, при учете которого

. (1.78)

Здесь величина wa называется предельной частотой коэффициента передачи тока эмиттера, на которой модуль коэффициента передачи тока эмиттера уменьшается в раз по сравнению с его низкочастотным значением.

Аналогичным образом определяют b(jw):

. (1.79)

Величину wb называют предельной частотой коэффициента передачи тока базы.

Из выражения (1.79) легко найти модуль коэффициента передачи тока базы:

. (1.80)

При w = wb модуль коэффициента передачи тока баз |b| = b0/ . Частоту wb/(2p) = fb часто обозначают как .

Модуль коэффициента передачи ток эмиттера имеет вид, аналогичный выражению (1.80).

Частотная зависимость основных параметров полевого транзистора имеет вид в соответствии с рисунком 1.46. Частотная зависимость параметров |y21| и g22 также обусловлена наличием у ПТ междуэлектродных емкостей и немодулированных сопротивлений в цепях электродов. Причем установлено, что параметр |y21|, характеризующий усилительные свойства ПТ, постоянен вплоть до частот, несколько меньших предельной, рассчитываемой по формуле
fПРЕД = S/(2pСЗС).

Хотя на низких частотах ПТ обладают чрезвычайно малой входной проводимостью, на высоких частотах вследствие влияния входной емкости пренебрегать влиянием входной проводимости нельзя. Входная емкость СЗИ и немодулированное сопротивление в цепи истока полевого транзистора RИ в соответствии с рисунком 1.45 образуют RС-цепочку, обусловливающую увеличение активной составляю­щей входной проводимости на высоких частотах. На частотах в сотни мегагерц входные активные проводимости ПТ и БТ становятся соизмеримыми.

а) биполярный транзистор б) полевой транзистор

Рисунок 1.46 – Частотные зависимости основных параметров транзисторов

 

Из сказанного выше следует, что для широкополосных усилителей целесообразно использовать БТ с высокими значениями fa малым сопротивлением базы rБ и малой проходной емкостью СБК, а также ПТ с высокой крутизной S, малой проходной емкостью СЗС и малым RI.

Шумовые свойства усилительных приборов:

Все физические процессы, которые рассматривались выше, считались детерминированными. Однако, на самом деле на эти процессы оказывают влияние различные случайные факторы, вызывающие флуктуации (случайные изменения) токов и напряжений в цепях приборов.

Флуктуации напряжения (или тока) на выводах электронных приборов и устройств обычно называются шумами. Шумы внутренне присущи всем электронным приборам. Они обусловлены случайным характером движения (на микроуровне) носителей заряда внутри приборов. Зачастую шумы накладывают значительные ограничения на характеристики приборов, в частности, на их чувствительность.

Шумы в электронных приборах обычно рассматриваются как стационарный случайный процесс во временной или частотной области. Поэтому основными характеристиками шумов являются:

- среднее значение рассматриваемого случайного процесса (математич ское ожидание);

- спектральная плотность, дающая среднюю спектральную составляющую флуктуирующего сигнала;

- дисперсия, характеризующая энергию шума (обычно со средним значением равным нулю);

- автокорреляционная функция процесса.

Одним из наиболее эффективных методов теоретического анализа шумов является метод Фурье. В этом методе флуктуирующая величина x(t) может быть описана ее спектральной характеристикой SX(f), которая характеризует мощность шума на единицу частоты. Например, шумовая ЭДС u(t) в небольшом интервале (полосе) частот представляется через ее спектральную плотность SX(f), а источник флуктуационного тока I(t) в полосе частот Df замещается генератором шумового тока . Достоинство метода Фурье состоит в том, что средние квадраты величин, определяющие интенсивность (энергию) шума, можно рассчитывать при помощи теории цепей переменного тока.

Собственные шумы в транзисторах и электронных лампах обусловлены как физическими особенностями их работы, так и их конструкцией и техноло­гией производства. У транзисторов и электронных ламп шумы имеют сходную природу и аналогичный спектральный состав. В отличие от тепловых шумов идеального активного сопротивления, характеризующихся равномерным распределением энергии шума в полосе частот от нуля до бесконечности (которое называется «белым» шумом), энергия шумов активных элементов распределяется по частотному диапазону неравномерно. Кривая спектральной плотности шума любого активного элемента показана на рисунке 1.47.

Анализ шумовых свойств усилительных приборов включает рассмотрение основных составляющих шума: тепловой, дробовой, избыточной низкочастотной, избыточной высокочастотной.

Среднеквадратическое значение напряжения теплового шума определяется по формуле Найквиста:

, (1.81)

где R — сопротивление, создающее тепловой шум.

Тепловой шум обусловлен хаотическим тепловым движением носителей заряда.

Среднеквадратическое значение тока дробового шума определяется по формуле Шоттки:

, (1.82)

где I — ток, дискретная структура которого является причиной шума;

Df — полоса частот, в которой рассчитывается шум.

Тепловой и дробовой шумы имеют равномерный и непрерывный частотный спектр, т.е. их спектральная характеристика описывается «белым» шумом. В соответствии с рисунком 1.47 «белому» шуму соответствует участок, на котором среднеквадратические значения частотных составляющих напряжения шума равны между собой.

Избыточные низкочастотные шумы транзисторов обусловлены процессами генерации и рекомбинации носителей, а также зависят от состояния поверхности полупроводника. В электронных лампах такие шумы возникают из-за неравномерного испускания электронов катодом на низких частотах – эффекта мерцания катода (так называемого фликкер-эффекта). Избыточные низкочастотные шумы существенно зависят от конструкции и технологии изготовления усилительных приборов и не поддаются точному расчету. На практике этот вид шумов учитывают, вводя новый источник шума, спектральная плотность которого пропорциональна 1 / fa

, (1.83)

где fН.ИЗБ — нижняя граничная частота избыточных шумов в соответствии с рисунком 1.47.

Рисунок 1.47 – Спектральная плотность шума транзисторов

 

На относительно высоких частотах тепловая составляющая шума сопротивления выходной цепи через емкостные связи попадает во входную цепь транзисторов и там усиливается вместе с сигналом. Поэтому в СВЧ-диапазоне имеется тенденция нарастания интенсивности шумов с увеличением частоты. Падение крутизны ламп и ПТ, коэффициента усиления по току БТ на этих частотах только усиливает эту тенденцию. Нижняя граничная частота избыточных шумов у БТ, ПТ с p-n-переходом и с барьером Шоттки, а также электронных ламп лежит в области от сотен Герц до единиц килогерц, а у МДП-транзисторов часто доходит до десятков КилоГерц (что объясняет­ся их особым принципом управления).

Избыточные высокочастотные шумы сильно зависят от типа транзистора или лампы. У высокочастотных приборов верхняя граничная частота избыточных шумов fВ.ИЗБ в соответствии с рисунком 1.47 лежит в области десятков или сотен мегагерц.

Эквивалентные схемы БТ и ПТ с учетом источников собственных шумов приведены на рисунке 1.48. В них источники тепловых шумов представлены генераторами напряжения. Тепловые шумы обусловлены наличием как у БТ, так и у ПТ объемных сопротивлений в цепях электродов (rБ, rЭ, rК — у биполярного транзистора, r3, rИ и rC — у полевого транзистора).

Рисунок 1.48 – Эквивалентные схемы БТ и ПТ с учетом источников собственных шумов

 

Наличие у транзисторов входных и выходных токов приводит к возникновению дробовых шумов, учтенных в приведенных схемах генераторами шумовых токов (базы , и эмиттера — у биполярных транзисторов; затвора , стока — у полевых транзисторов). Эквивалентная схема электронной лампы с источником шумов аналогична схеме ПТ.

В инженерной практике шумовые свойства усилительных приборов удобно характеризовать, используя модель в соответствии с на рисунком 1.49, содержащую только два шумовых параметра: сопротивление генератора шумового напряжения RШ.Н. и сопротивление генератора шумового тока RШ.Т. Эти сопротивления подключают ко входу идеального не шумящего усилительного прибора и имитируют шумы реального прибора.

Рисунок 1.49 – Практическая инженерная модель шумов транзисторов

 

Выражения для определения указанных шумовых параметров, без учета избыточных шумов, сведены в таблице 1.9.

Качество электронного прибора с точки зрения собственных шумов будет тем лучше, чем меньше сопротивление RШ.Н и больше RШ.Т. Сопротивление RШ.Н у полевых транзисторов и электронных ламп существенно зависит от типа и особенностей конструкции, что учитывается коэффициентами АПТ и АЭЛ. В частности, для ПТ с p-n-переходом АПТ » 1, для МДПТ АПТ изменяется от 2 до 4; для ламповых триодов АЭЛ = 2,4, а для многосеточных ламп АЭЛ существенно больше. Малые значения RШ.Н достигаются у приборов с высокими значениями крутизны S в рабочей точке. При одинаковых геометрических размерах наибольшими значениями S обладают БТ.

Таблица 1.9 – Шумовые параметры различных усилительных приборов

Тип прибора Сопротивление генератора
шумового напряжения Rш.н шумового тока Rш.т.
Биполярный транзистор RБ+1/(2S) 2bОЭ/S
Полевой транзистор АПТ/S кТ/(IЗО×ge)
Электронная лампа АЭЛ/S     *Тк- температура катода

Сопротивление RШ.Т обратно пропорционально входному току усилительного прибора. Если сравнивать по этому параметру усилительные приборы, то выявляются преимущества ПТ, имеющие чрезвычайно малые входные токи.

Уровень шумов в любом усилительном каскаде можно оценить коэффициентом шума КШ, который в общем случае определяется отношением полной мощности шумов в нагрузке к той части полной мощности, которая обусловлена тепловыми шумами сопротивления источника сигнала RГ. Из этого определения следует, что для идеального «нешумящего» усилительного каскада
КШ = 1 , поскольку в данном случае шумы обусловлены только сопротивлением источника сигнала.

Коэффициент шума нетрудно определить, зная шумовые параметры RШ.Н и RШ.Т по формуле

КШ = 1 + RШ.Н / RГ + RГ / RШ.Т. (1.84)

Наименьшими шумами будет обладать каскад, работающий при оптимальном сопротивлении источника сигнала.

Представляет интерес определение минимального коэффициента шума КШ min = 1 + 2RШ.Н / RШ.Т. Зависимость КШ = f(RГ / RГ ОПТ) имеет вид в соответствии с рисунком 1.50. При использовании ПТ и ламп отношение
RШ.Т / RШ.Н обычно превышает 104. Следовательно, они могут обеспечивать очень низкие значения КШ при источниках сигнала, имеющих внутреннее сопротивление RГ, значительно отличающееся от оптимального RГ ОПТ. При использовании БТ отношения RШ.Т / RШ.Н. обычно существенно меньше, поэтому малые значения КШ здесь достигаются при соответствующем выборе режима работы и сопротивлении источника сигнала, близком к оптимальному.

Рисунок 1.50 – Характеристика коэффициента шума

 








Date: 2015-05-09; view: 1395; Нарушение авторских прав



mydocx.ru - 2015-2021 year. (0.029 sec.) Все материалы представленные на сайте исключительно с целью ознакомления читателями и не преследуют коммерческих целей или нарушение авторских прав - Пожаловаться на публикацию