Анализ устройства и выбор способа управления

В качестве транзисторных преобразователей для управления двигателями используются широтно-импульсные преобразователи (ШИП). Можно выделить два принципиально различных способа управления асинхронными двухфазными двигателями (АДД). Первый способ – амплитудно-фазовое управление, при котором изменяются напряжения на обмотках управления и возбуждения и фазовый сдвиг между ними. Такое управление эффективно при повышенном сопротивлении ротора асинхронного двигателя, когда его критическое скольжение S_кр больше единицы. Такими свойствами, в частности, обладают двигатели с полым немагнитным ротором, у которых S_кр = 2¸5. Амплитудно-фазовое управление асинхронными двухфазными двигателями с полым ротором позволяет получать достаточно линейные механические и регулировочные характеристики в системах электропривода. Основным преимуществом этого способа является простота силового преобразователя, управляющего двигателем.

Второй способ – частотное управление. Частотное управление асинхронным двигателем, как двухфазным, так и трёхфазным, позволяет получить высокие энергетические показатели, достаточно линейные механические и регулировочные характеристики электропривода. Транзисторные преобразователи при частотном управлении питаются от источника постоянного напряжения, что в большинстве случаев снимает проблему совместимости преобразователя с сетью. Однако частотное управление асинхронным двигателем требует одновременного изменения напряжения и частоты, что приводит к существенному усложнению схем преобразователей.

Регулирование напряжения на выходе автономного инвертора может осуществляться как в звене постоянного тока при помощи управляемого выпрямителя, так и в самом инверторе при помощи широтно-импульсного регулирования (ШИР) на основной или несущей частоте либо широтно-импульсной модуляции (ШИМ).

Для управления скоростью АДД в цифровых электроприводах бывает целесообразно использовать ШИР на основной частоте. Такое регулирование напряжения не требует дополнительных устройств и осуществляется при помощи двухфазного инвертора.

Схема транзисторного преобразователя, осуществляющего амплитудно-фазовое управление асинхронными двухфазными двигателями, представлена на рис. 1.

U_у1 U_в1

С

U_п

U_{у2 Uв2}

ОУ

АДД ОВ

Рис. 1. Схема транзисторного

преобразователя с одним конденсатором.

Схемы управления транзисторными ключами могут формировать управляющие импульсы самыми различными способами. На рис. 2 показаны два способа управления преобразователем. При первом (рис. 2,а) управляющий импульс формируется в начале каждого полупериода напряжения U_оу, подаваемого на обмотку управления двигателя. Длительность этого импульса

,

где к – коэффициент пропорциональности; m – код управляющего сигнала; Т – период напряжения обмотки управления; n – число разрядов преобразуемого кода.

Относительная длительность импульса

U_оу

t

Т

U_ов

t

а)

U_оу

t

U_ов

t

б)

Рис.2.

Другой способ управления заключается в следующем: разделим каждый полупериод напряжения, подаваемого на обмотку управления двигателя, на N интервалов и сформируем соответственно N импульсов, начало которых совпадает с началом каждого интервала (рис.2,б); длительность каждого импульса определяется соотношением

т. е. она пропорциональна входному сигналу с коэффициентом пропорциональности

Относительная длительность импульса в этом случае

Схема транзисторного инвертора, предназначенного для частотного управления АДД представлена на рис. 3. Она состоит из двух мостовых схем, в диагонали которых включены обмотка управления двигателем и обмотка возбуждения. Каждая из мостовых схем содержит по четыре транзисторных ключа. Питание транзисторного преобразователя осуществляется от источника постоянного тока с напряжением U_п.

+

U_у1 U_у3 U_в1 U_в3

U_у2 U_у4 U_в2 U_в4

_

ОУ

АДД ОВ

Рис.3. Схема двухфазного инвертора

напряжения для управления АДД.

4.1. Статический расчет транзисторного ключа.

Максимальный ток коллектора выходного транзистора VT1 определяется максимальным током двигателя

I_{к1 max} = I _о.у = 0,15 А.

Максимальное напряжение на запертом транзисторе для инвертора мостового типа равно напряжению питания инвертора

U_эк1max = U_п =36 В.

Выбираем транзистор типа КТ389В (n- p- n), имеющий следующие параметры:

I _{к max} = 0,25 А, U _{эк1 max} = 40 В, U_{бэ1нас.max} = 1,5 B, h _{21э max} =150, h_{21э min} = 20, P_{k max} = 0,3 Вт.

С целью повышения надежности ключа и обеспечения пассивного запирания выходного транзистора даже при исчезновении напряжения питания запирающего источника включаем параллельно переходу база – эмиттер резистор R1= 10 ОМ.

Выберем резистор: МОН-0,5 10 Ом ±5%

При больших коэффициентах форсировки скважность отпирающих импульсов, поступающих на ключ, мала, и максимальное значение среднего тока, протекающего через обратный диод VD1, равно току фазы

I_{ср max} =I _{ф. max} = 0,15 А.

Максимальное обратное напряжение питания инвертора

U _{обр max} = U _п =36 В.

В качестве обратного диода выбираем высокочастотный диод типа Д7Б с малым временем восстановления обратного сопротивления t_вос. = 0,5 мкс и следующими предельно допустимыми параметрами

U _{обр max} =40 В, I_{ср max}= 250 мА.

С учетом максимального напряжения насыщения база – эмиттер транзистора VT1 U бэ нас = 1,2 В. Определим максимальный ток коллектора транзистора VT2 в режиме насыщения

А.

Максимальное напряжение на запертом транзисторе VT2 равно напряжению питания инвертора U _{КЭ2 max} =36 В. В целях унификации типов силовых транзисторов в качестве VT2 выбираем транзистор КТ 389В.

Сопротивление резиcтора R2 примем равным 10 Ом.

Возьмём резистор типа: МОН-0,5 10 Ом ±5%

Определим ток, протекающий в резисторе R3, необходимый для отпирания составного транзистора:

А.

где К_нас – коэффициент насыщения, принятый равным 1,5.

Напряжение отпирающего источника U_п1 определим следующим образом. При включении оптрона транзисторы VT6 и VT5 из состояния отсечки переходят в активный режим работы, а напряжение U_эк5 составляет несколько вольт (насыщение VT6 и VT5 недопустимо по условию получения максимального быстродействия фото - усилителя). При этом напряжение на выходе эмиттерного повторителя на транзисторах VT3 и VT4 U_эп=U_п1-U_эк5–U_бэ3 должно превышать U_{бэ1 нас} + U_{бэ2 нас} на величину достаточную для создания в сопротивлении R3 требуемого тока. Таким образом, U_п1 должно быть больше U_{бэ1 нас} + U_{бэ2 нас} + U_эк5 + U_бэ3 = 1,5+1,5+3+1= 7 В.

Примем для унификации источников питания U_п1=12 В, U_п2= -12 В – напряжение запирающего источника. Транзистор VT3 выбираем по максимальному току коллектора и максимальному обратному напряжению

I_{к3 max}=I_R3=0,15 А; U_{к3 max} = 2 U_п1 =24 В.

Транзистор КТ 815 В имеет следующие предельные параметры:

I_{к max}=1,5 А; U_{кэ max} = 20 В; h_{21э min} = 35.

Зная ток эмиттера VT3 при отпирании составного транзисторного, определим ток базы и падение напряжение на переход база – эмиттер.

мA; U_бэ3 = 0,9 В.

Задавая U_эк5 = 3 В, определим сопротивление резистора R3, необходимое для отпирания составного транзистора:

Ом.

Примем R3 =35 Ом.

Возьмём резистор С2-30Н-0,5-35 Ом ±2%

Определим ток базы транзистора VT1, необходимый для его запирания, задавая коэффициент запирания равным 1:

мА

Этот ток складывается из тока активного и пассивного запирания:

Выбираем в качестве диода VD2 диод КД419Г, имеющий следующие предельно допустимые параметры:

I_{ср. max} = 12 мА, I_{имп. max} =50 мА, U_обр.max=15 В и прямое падение напряжения U_д2, не превышающее 1 В, найдем

В.

Транзистор VT4 выбираем по максимальному току коллектора и максимальному обратному напряжению

мА

В.

Транзистор КТ 203Б имеет следующие предельные параметры:

I_{к. max} = 10 мА, U_{кэ4 max} = 30 В; h_{21э min} = 15, U_{бэ4 max} = 0,82 В.

При запирании ключа VT4 переходит в активный режим его ток базы равен

мА.

Пи этом U_эб4 = 0,82 В, а падение напряжения на сопротивлении R4 равно

U_R4 = U_{эп зап} - U_эб4 – U_П2 = -1,002 – 0,82+12=10,178 В.

Считая VT1, VT2 и VT3 запертыми и пренебрегая обратными токами коллекторов этих транзисторов, определим

Ом.

Примем R4 =636 Ом.

Подходит резистор МЛТ-0,125-62 кОм ±5%

Сопротивление R7 рассчитывается из условия получения заданного прямого тока светодиода I_пр.сд. = 20 мА.

Ом,

где U₀ – напряжение логического нуля микросхемы, управляющей ключом; U_пр.сд. – прямое падение напряжения на светодиоде.

Примем R7 = 180 Ом.

Выберем резистор МЛТ-0,125-180 Ом±5%

С учетом коэффициента передачи тока для оптрона АОД101А, равный К_I=1%, получим ток фотодиода:

I_ф.д.=I_Б6= К_I* I_пр.сд. =0,01·20=0,2 мА.

В качестве транзисторов VT5 и VT6 фотоусилителя выберем высокочастотные транзисторы типа КТ203Б со следующими параметрами:

I_{к. max} = 10 мА, U_{кэ max} = 30 В; h_{21э min} = 15.

Определим токи коллектора и эмиттера VT6 при включении ключа:

I_{к. в.}= h_{21э6 min*} I_Б6= 15·0,2= 3 мА.

I_{э. в.}= (h_{21э6 min}+1) I_Б6= (15+1)0,2= 3,2 мА.

Ток базы транзистора VT3:

мА.

Ток, протекающий через сопротивление R4:

мА.

Ток коллектора транзистора VT5:

I_к5 = I_Б3+ I_R4 - I_к3= 0,065 +0,33 – 0,12= 275 мкА.

Ток базы транзистора VT5 о соответствующее ему падение напряжения на переходе база – эмиттер:

мкА, U_ЭБ5 = 0,82 В;

Ом

Примем R6 = 270 Ом.

Резистор: МЛТ-0,125-270 Ом ±10%

Напряжение, приложенное к переходу эмиттер – коллектор VT6 и резистору R5:

U_эк6 + U_R5 =U_эк5 - U_эб5 =3-0,82=2,18 В.

Для нормальной работы VT6 в режиме усиления U_эк6 должно бать не менее 1,5 В, следовательно, U_R5 =2,18 – 1,5 =0,68 В. Зная ток, I_R5 = I_к.в., определяем сопротивление резистора:

Ом.

Примем R5 = 240 Ом.

Резистор типа МЛТ-0,125-240 Ом ± 10%

4.2. Динамический расчет транзисторного ключа.

Граничные частоты коэффициента передачи в схеме с общим эмиттером для транзисторов, входящих в состав ключа:

f_гр.3 = f_гр.4 =3 МГц; f_гр.5 = f_гр.6 =10 МГц.

Собственные постоянные времени транзисторов при работе в активной зоне

t = 1/(2*p*f_гр.):

t₃ =t₄ =1/(2*p*3*10^-6)= 0,05 мкс; t₅ =t₆ =1/(2*p*10*10^-6)= 0,016 мкс.

Для силовых транзисторов VT1 и VT2:

f_гр.1 = f_гр.2 =5 МГц; t₁ =t₂ =1/(2*p*5*10^-6)= 0,032 мкс.

Время включения и выключения оптрона соизмеримо с постоянными времени транзисторов и также должно учитываться: t_в.оп. = t_{выкл.оп.} =0,1 мкс.

Расчет времени включения ключа проведем, приняв следующие допущения:

Ток базы VT6 меняется по линейному закону за время tв.оп, ток базы каждого из последующих транзисторов нарастает так же линейно за время, равное времени выключения предыдущего транзистора. Так как относительная крутизна фронта базового тока c =t_в.(i+1)/t _i, где i - номер транзистора в ключе, для всех транзисторов принимаем такие значения, что , то время включения можно найти из трансцендентного уравнения: .

Результаты расчетов приведены в таблице

Таким образом, включение ключа происходит за время, не превышающее tвкл. = 0,574 мкс. При определении времени отключения учтем, что оно складывается из времени включения транзистора VT4, которое можно считать равным времени включения VT3 (tв = 0,182 мкс), времени рассасывания избыточного заряда в транзисторе VT2 (t_р2), времени запирания в транзисторе VT2 (t_р2),время рассасывания VT1 (t_р1).

Определим в начале запирающий базовый ток VT2:

мА.

Коэффициент запирания транзистора VT2:

Постоянная времени транзистора в режиме насыщения на порядок превосходит постоянную времени в активной зоне. Примем t_н= 10t.Если предположить, чтоVT2 запирается идеальным импульсом, то:

мкс.

С учетом времени нарастания тока, равного t_в4,получим:

t_р2 =0,5 t^I_Р2+ t_В4=0,5*0,045+0,182= 0,2 мкс.

За время рассасывания VT2 базовый ток успевает достичь максимального значения, переходный процесс запирания VT2 соответствует реакции на идеальный импульс тока базы:

мкс.

Примем К_НАС.1=1,1 и предполагая, что после запирания VT2 базовый ток I_Б1 имеет форму, близкую к идеальному импульсу, получим:

мкс.

Время запирания выходного транзистора ключа:

мкс.

Полное время отключения ключа:

t_ВЫКЛ=t_Р2+t_3.2+t_Р1+t_3.1=0,2+0,009+0,146+0,193=0,548 мкс.

Оценим динамические потери в выходном транзисторе ключа, считая предварительно, что частота ШИП не превышает 20 кГц. Потери на этих пере зарядах коллекторной емкости и дополнительные потери в течении времени рассасывания блокирующего диода, учтем коэффициентом запаса a=1,5

Падение напряжения на переходе коллектор – эмиттер открытого ключа

Потери в открытом транзисторе без учёта пульсаций тока

Суммарные потери мощности в выходном транзисторе в самом неблагоприятном режиме работы инвертора превышают допустимые Р_к.доп = 0,3 Вт что свидетельствует, при наличии теплоотводящего радиатора, о работоспособности спроектированного ключа.