Дифференциальный усилитель: параметры при обработке разностного сигнала

Свойства входной цепи определяют степень подавления синфазных помех, вызванных наводками от силовой и осветительной сети и электрических установок. Неодинаковое для разных электродов изменение во времени сопротивления кожа-электрод совместно с нестабильностя-ми электрических параметров электродов приводит к изменению коэффициента передачи входной цепи по постоянному току и искажению АЧХ системы электрод-вход усилителя биопотенциалов. При этом может происходить преобразование синфазной помехи в разностную, которая, складываясь с полезным сигналом, имеет аддитивный характер.

На входные цепи усилителей биоэлектрических сигналов наряду с воздействием синфазных и разностных помех от физических источников (сети питания, электросиловых приборов) воздействуют синфазные и разностные помехи биологического происхождения (артефакты). Снижение влияния синфазных биологических и физических помех достигается применением усилителей с достаточно большим коэффициентом подавления этих помех. Устранение влияния противофазных физических помех и наводок достигается уменьшением площади замкнутого контура, образованного проводами отведений, применением методов экранирования.

Проблема подавления противофазных помех биологического происхождения, вызванных работой других органов и систем биообъекта, кроме интересующих исследователя, более сложна и требует применения систем фильтрации и специальных методик регистрации сигналов.

В качестве усилителей биоэлектрических сигналов широко используются усилители постоянного тока с непосредственными связями. Вход-

ные каскады усилителей выполняются по симметричным дифференциальным схемам, обеспечивающим высокий уровень подавления синфазных помех. Для ДУ вводится понятие коэффициентов передачи для различных составляющих входных сигналов:

Кр р- от разностного входного сигнала к разностному выходному, Куу - от входного сигнала среднего уровня к выходному сигналу среднего уровня,

Кр у - от разностного входного сигнала к выходному сигналу среднего уровня,

Кур - от входного сигнала среднего уровня к разностному выходному сигналу.

Причем входной и выходной разностные сигналы ивх р, ивых р и входной и выходной сигналы среднего уровня ивх у, ивых у задаются соотношениями

I к I и

и = ивх - ивх. и = ивых - ивых.

ивх.р 2 ' и вых.р 2 '

I II I II

и = ивх + ивх; и = ивх + ивх

вх.у 2 ' вых.у 2 '

I II III

где ивх и ивх - потенциалы на симметричном входе ДУ; ивых и ивых

- выходные напряжения на симметричном выходе.

Важным параметром ДУ является коэффициент режекции Н, определяемый как отношение входного напряжения среднего уровня (входного синфазного сигнала) к входному разностному напряжению, при которых на выходе усилителя образуется одинаковый по величине разностный сигнал [1]. Он характеризует асимметрию плеч дифференциального каскада. В многокаскадных усилителях синфазная помеха, преобразованная в разностную во входной цепи вследствие асимметрии первого каскада, последующими каскадами не подавляется. Поэтому степень подавления синфазных помех во многом определяется коэффициентом режекции первого каскада ДУ.

Качественные характеристики дифференциальных каскадов определяются их схемотехническими особенностями и используемыми усилительными элементами. Дифференциальный каскад на биполярных транзисторах обладает большим усилением по напряжению, достаточно высоким значением коэффициента режекции, но сравнительно небольшим входным сопротивлением, особенно для разностного сигнала. Для улуч-40 шения характеристик используют транзисторы с большим коэффициентом усиления тока базы Р0, генераторы стабильного тока в цепи отрицательной обратной связи, динамические нагрузки, микротоковые режимы транзисторов. Эффективным средством повышения качественных показателей ДУ служит использование составных транзисторов. Применение составных транзисторов позволяет существенно увеличить входное сопротивление по разностному сигналу в сравнении с ДУ на простых биполярных транзисторах, более чем на порядок повысить коэффициент режекции. Коэффициент усиления разностного сигнала практически не изменяется. Наилучшие результаты дает схема общий коллектор - общий эмиттер, в которой могут быть получены входное сопротивление для разностного сигнала порядка сотен килоом, входное сопротивление для сигнала среднего уровня - сотни мегаом, коэффициент режекции Н - в пределах (1-3)106 [1].

Преимущества использования полевых транзисторов в ДУ проявляются в существенном увеличении входного сопротивления, которое может достигать десятков мегаом. Коэффициенты передачи разностного сигнала и режекции обычно получаются несколько меньшими, чем в ДУ на биполярных транзисторах.

По мере совершенствования технологии интегральных микросхем непрерывно улучшаются параметры интегральных ОУ, которые с успехом применяются для усиления биопотенциалов. Характеристики устройств на ОУ определяются преимущественно параметрами цепей обратной связи, что позволяет создавать на их основе широкую номенклатуру функциональных узлов обработки аналоговых сигналов [8, 10].

Интегральные ОУ характеризуются большим количеством параметров, важнейшими из которых являются коэффициент усиления дифференциального сигнала Кд, дифференциальное входное сопротивление Явх д, коэффициент ослабления синфазного сигнала Ко с, напряжение смещения есм, входной ток смещения гвх, напряжение питания и потребляемый ток. КОСС определяет способность усилителя различать малый дифференциальный (разностный) сигнал на фоне большого синфазного

Ко. с = Kд/Kс,

где Кс - коэффициент усиления синфазного сигнала, который определяется как отношение изменения выходного напряжения к вызвавшему его изменению синфазного входного напряжения [9, 10].

Часто используется логарифмическая форма задания КОСС: К = =20 lg (Кд/Кс). Легко достижимое значение КОСС операционных усилителей лежит в диапазоне 70-80 дБ.

Особый интерес для построения усилителей биоэлектрических сигналов представляют высококачественные дифференциальные усилители на ОУ. Простейший дифференциальный каскад строится на ОУ с отрицательной обратной связью (рис. 4.1). При большом коэффициенте усиления и выполнении условия R3/R4 = Rl/R2 выходное напряжение зависит только от разностного входного сигнала и не зависит от сигнала среднего уровня, т. е.

U = (U - U

Недостатками простого дифференциального каскада на ОУ являются низкие входные сопротивления и трудность регулировки коэффициента усиления, которая возможна только путем одновременного изменения сопротивления двух резисторов (Я2 и Я4).

Повышение входного сопротивления достигается использованием неин-вертирующих входов ОУ (рис. 4.2). Такая схема обеспечивает установку заданного коэффициента усиления с помощью лишь одного изменяемого сопротивления (резистора Я1). Величины сопротивлений резисторов должны удовлетворять условию Я2/ Я3= Я5/Я4, а выходное напряжение определяется соотношением

UBbIX (UBX UB

^R2 + R5 R2,л

+—+1

Rl R3

Для этой схемы характерно значительное неравенство входных сопротивлений по прямому и инверсному входам, следствием чего является недостаточный уровень подавления синфазной помехи.

Значительно лучшие результаты дает схема на трех ОУ (рис. 4.3), в которой глубина обратной связи обоих входных усилителей оказывается одинаковой [10]. Для этой схемы величины сопротивлений должны удовлетворять соотношению Я2/Я3 = Я5/Я4, кроме того, обычно выбирают Я2 = Р3. Тогда выходное напряжение определяется простой формулой

(4.1)

Как следует из (4.1), в этом случае также сохраняется возможность регулировки усиления при помощи одного резистора, а коэффициент передачи синфазного сигнала при правильном выборе величины R7 и идеальных ОУ равен нулю. Благодаря этим положительным свойствам схема на трех ОУ является базовой при построении высококачественных инструментальных усилителей, предназначенных, в частности, для усиления и регистрации биоэлектрических сигналов. При этом ОУ и пассивные элементы формируются на одном кристалле в виде интегральной микросхемы, а высокие качественные показатели достигаются путем технологической подгонки элементов в процессе изготовления.

Примером инструментального усилителя, специально предназначенного для использования в медицинских системах, может служить микросхема AD620AN фирмы Analog Devices. Микросхема, размещенная в стандартном 8-выводном В1Р-корпусе, представляет собой ДУ на трех ОУ. Высокая симметрия схемы обеспечивается технологически с помощью лазерной подгонки параметров электронных компонентов в процессе изготовления. Усилитель AD620AN работает в диапазоне питающих напряжений ±(2,3 - 18)В, допуская регулировку коэффициента усиления в пределах от 1 до 1000 путем изменения величины одного внешнего резистора. Значение коэффициента ослабления синфазного сигнала при коэффициенте усиления 10 и разбалансе сопротивлений источника сигнала 1 кОм превышает 100 дБ. Усилитель обладает большим входным сопротивлением по постоянному току (10 ГОм) и весьма низким уровнем собственных шумов.

4.2. Методы снижения синфазных помех

Как отмечалось выше, появление выходного сигнала при действии на входе усилителя синфазной помехи может быть вызвано не только несовершенством внутренней структуры ОУ, но и преобразованием синфазного сигнала в разностный во входных цепях усилителя.

На рис. 4.4 представлена эквивалентная схема подключения ДУ с симметричным входом к биообъекту, которое осуществляется тремя электродами в точках 1, 2, 3. Два электрода 1, 2 активные и соединяются с входными зажимами усилителя. Индифферентный электрод 3 соединяется с корпусом усилителя. На схеме £1+ Е2 = £вх - ЭДС эквивалентных генераторов биоэлектрических сигналов с внутренними сопротивлениями Z1, Z2 (сопротивлениями электрод-биообъект); £сп - ЭДС синфазной помехи с внутренним сопротивлением Zсп; Zвх1, Zвх2 - полные входные дифференциальные сопротивления усилителя. Как видно из схемы, на входе усилителя образуется мост из элементов Z1, Z2, Zвх1, Zвх2. Если мост сбалансирован, то преобразования синфазной помехи в дифференциальную не происходит. Однако практически ожидать баланса моста невозможно, так как Zl, Z2 зависят от целого ряда факторов, а Zвх1, Zвх2 отличаются друг от друга в силу технологического разброса. В результате разбаланса моста токи 1'с п и, протекая через Zвх1, Zвх2, образуют между входами усилителя напряжение дифференциальной помехи [/д п.

Коэффициент подавления синфазной помехи входной цепью усилителя определяется [11] как отношение ЭДС синфазной помехи к напряжению дифференциальной помехи между входами

-^-о.с.вх ~~ Ес.п/ид.п ■

На практике 2вх1, 2вх2 выбираются на два и более порядка больше, чем Z1, Zс п. С учетом этого, пересчитывая действие синфазной помехи Ес п к точкам 3, 4, а затем к точкам 1, 2 (см. рис. 4.4), можно получить приближенное выражение для Ко с вх:

о.с.вх

(4.2)

|21 + 2 вх2 22 + 2 вх2|

В силу достаточно высокой идентичности входных сопротивлений ОУ можно положить 2вх1= 2вх2= Zвх. Тогда выражение (4.2) приводится к

виду

Ло.с.вх

22 - 21

(4.3)

Полученное соотношение устанавливает связь между полным сопротивлением электрод-биообъект и полным входным сопротивлением усилителя, которая характеризует способность входной цепи подавлять синфазные помехи. Из (4.3) следует, что устранение разбаланса (уменьшение разности сопротивлений электрод-биообъект) значительно увеличивает подавление помехи. В целях снижения влияния разбаланса необходимо применять усилители с возможно большим входным сопротивлением.

Для уменьшения влияния синфазных помех применяются специальные компенсационные схемы. Ввиду сравнительно малого сопротивления тканей биообъекта величина синфазной помехи на всей его поверхности практически одинакова. Напряжение синфазной помехи снимается с одного или нескольких активных электродов и подается на инвертирующий усилитель, выход которого подключается через индифферентный электрод N между биообъектом и общим проводом (рис. 4.5).

За счет противофазного подключения компенсирующего напряжения происходит существенное снижение уровня синфазной помехи на входе канала усиления. Качество компенсации определяется величиной коэффициента усиления усилителя При этом необходимо обеспечивать устойчивость схемы компенсации.

Применение подавителя позволяет снизить требования к Ко с и симметричности входных цепей, что особенно важно при многоканальной регистрации биопотенциалов.

Эквивалентная схема входных цепей и структура усилителей с гальваническим разделением входа и выхода представлена на рис. 4.6. В этих усилителях следует различать две части: входную и выходную, изолированные друг от друга диэлектриком, не допускающим между ними гальванической связи. Передача информации из входной части в выходную осуществляется через УГР с помощью различных носителей: изменяющегося электрического или магнитного поля, электромагнитного поля, звуковых колебаний, светового потока, механического движения [11].

Таким образом, усилитель с УГР представляет собой усилитель постоянного тока с преобразованием, работающий по принципу модуляция-усиление-демодуляция. В усилителях с преобразованием основное усиление происходит на несущей частоте. Такие усилители отличаются низким уровнем дрейфа, устойчивостью к изменению питающих напряжений и температуры окружающей среды, простотой введения корректирующих обратных связей. Принцип модуляции-демодуляции широко используется для построения усилителей медленно изменяющихся напряжений. Однако в рассматриваемом случае преобразование сигнала используется для реализации гальванического разделения входных и выходных цепей. Основное усиление обеспечивается, как правило, ОУ, обладающими удовлетворительными дрейфовыми параметрами. Для модуляции сигналов в УГР могут быть использованы все виды модуляции, применяемые в системах передачи информации: амплитудная, частотная, фазовая, частотно-импульсная, время-импульсная, широтно-импульсная, кодо-импульсная. Усилители с гальваническим разделением входа и выхода принято называть также изолирующими или развязывающими [9].

В усилителях с гальваническим разделением применяется двойное экранирование. Внешний экран Э1 соединен с корпусом усилителя и обычно заземляется. Внутренний экран Э2 служит конструктивной базой для монтажа элементов входной цепи усилителя и с корпусом установки не соединяется. В некоторых случаях к внутреннему экрану подключается индифферентный электрод. Полное сопротивление между экранами 7из по постоянному току весьма велико и на несколько порядков может превосходить входное дифференциальное сопротивление усилителя. Сопротивление изоляции по переменному току определяется величиной емкости между экранами.

Как следует из эквивалентной схемы входной цепи, полное сопротивление изоляции 7из включено последовательно на пути тока синфазной помехи /с п, что обеспечивает его значительное уменьшение. Это снижает влияние разбаланса входной цепи на преобразование синфазной помехи в дифференциальную. Учитывая, что 7вх1, 7вх2 существенно больше сопротивлений электрод-биообъект (7,1, 72) и в то же время на

несколько порядков меньше сопротивления изоляции (7из), и полагая 7вх1 = 7вх2 = 7вх, можно получить приближенное выражение для коэффициента подавления синфазной помехи входной цепью усилителя [11]

Ко.с.вх

0,57вх + 7,

0,57,

вх

7,

(4.4)

Сравнение выражений (4.3) и (4.4) показывает, что введение гальванической развязки входных цепей придает усилителям биоэлектрических сигналов новые качества. На практике в усилителях с гальванической развязкой удается обеспечить очень большое значение активной составляющей 7из (1010 Ом и более), что позволяет получить значительный коэффициент подавления синфазных помех (до 107). Кроме того, увеличение входного сопротивления в дифференциальных усилителях с полевыми транзисторами на входе ограничено токами затвора порядка 0,01-0,1 нА. Эти токи создают на входе усилителя разностный ток и напряжение, приводящие к росту временного и температурного дрейфа изолинии, снижению пороговой чувствительности усилителя. Этого не происходит в усилителях с гальваническим разделением входных и выходных цепей.

Помимо больших значений Ко с вх в развязывающих усилителях обеспечивается значительное снижение тока утечки от питающей сети на биообъект. Это способствует повышению электробезопасности пациентов. Поэтому в УГР необходимо не только увеличивать сопротивление изоляции, но и обеспечивать ее высокую электрическую прочность.

В силу отмеченных выше особенностей практической реализации УГР микроминиатюризация развязывающих усилителей является весьма трудной задачей. Гибридные интегральные микросхемы, в которых применяются трансформаторы, сложны в производстве. УГР с применением оптической связи обладают повышенной нелинейностью передаточной характеристики, недостаточной электрической прочностью и временной стабильностью параметров.

Однако номенклатура усилителей с УГР в настоящее время постоянно растет. Например, специально для применения в медицинской аппаратуре фирмой Analog Devices выпускается микросхема развязывающего усилителя типа AD294A. При разбалансе сопротивлений источника сигнала 5 кОм она обеспечивает Ко с вх = 115 дБ при нелинейности ±0,1\% и входном сопротивлении 100 МОм. Электрическая прочность характеризуется пробивным напряжением Umax= 8 кВ.

34. Дифференциальный усилитель: параметры при воздействии синфазного сигнала.

Тенденцией современной схемотехники является постоянное уменьшение напряжения питания. Это связано с уменьшением проектных норм на транзисторы в современной технике производства микросхем. При уменьшении питания возникают неизбежные проблемы с уменьшением помехоустойчивости и динамического диапазона усилителей. Улучшить помехоустойчивость линий связи между каскадами позволяет применение парафазных соединительных линий.

Дифференциальный усилитель позволяет усиливать парафазный сигнал, передаваемый по двум соединительным линиям. Кроме того, он позволяет переходить от несимметричного представления сигнала (относительно корпуса или земли) к симметричному (парафазному) и наоборот. Именно поэтому дифференциальные усилители получили широкое распространение в современных аналоговых интегральных микросхемах. Схема простейшего дифференциального усилителя приведена на рисунке 1

Рисунок 1 Схема простейшего дифференциального усилителя

В этой схеме эмиттеры двух транзисторов соединены между собой, образуя дифференциальную пару. Подобное схемное решение позволяет сохранять постоянный суммарный ток этой пары транзисторов благодаря тому, что на их базы подается противофазный сигнал (парафазный или симметричный). При увеличении тока эмиттера транзистора VT1, ток транзистора VT2 уменьшается на точно такую же величину. Благодаря постоянному току через резистор R3, падение напряжения на его сопротивлении тоже оказывается постоянным и поэтому можно считать, что точка соединения эмиттеров транзисторов дифференциального усилителя по переменному току эквивалентна нулевому потенциалу.

Так как точка соединения эмиттеров транзисторов дифференциального усилителя эквивалентна нулевому потенциалу, то его коэффициент усиления равен коэффициенту усиления транзистора, включенному по схеме с общим эмиттером. Коэффициент усиления дифференциального усилителя по напряжению можно найти по формуле:

(1),

где K _u — коэффициент усиления по напряжению;

— крутизна усиления транзистора;

R_к = R2 = R4 — сопротивление нагрузки транзистора.

Не менее важным параметром дифференциального усилителя является подавление синфазного сигнала. Этот параметр можно выразить через усиление синфазного сигнала. В случае синфазного сигнала напряжение подается на обе базы одновременно. Поэтому ток, протекающий по резистору R3, суммируется. На этот раз напряжение сигнала в точке соединения эмиттеров не равно нулю, а определяется протекающим через резистор R3 током. Если выходное напряжение определять между корпусом и одним из выходов, то усиление синфазного сигнала дифференциальным усилителем можно определить следующим образом:

(2),

При равенстве сопротивлений в цепи эмиттера R3 и в цепи коллектора R2, коэффициент передачи синфазного сигнала будет равен 0,5. Коэффициент ослабления синфазного сигнала можно определить как:

(3),

При токе каскада 1 мА и сопротивлении R3 = 7,5 кОм ослабление составит 300 раз. Учитывая, что сигнал на выходе схемы, приведенной на рисунке 1, снимается между резисторами R2 и R4, то коэффициент ослабления синфазного сигнала возрастет на коэффициент, зависящий от точности изготовления резисторов и транзисторов. На высоких частотах этот коэффициент будет зависеть еще и от фазового сдвига, вносимого транзисторами.

Учитывая, что на одном кристалле можно получить достаточно близкие значения коллекторных сопротивлений, а в качестве эмиттерного резистора R3 применить высокоомный генератор тока, то коэффициент подавления синфазной помехи получается настолько большим, что можно отказаться от применения разделительных конденсаторов между дифференциальными каскадами.

Для того, чтобы дифференциальный усилитель усиливал несимметричный сигнал, достаточно соединить один из его входов с общей точкой или корпусом схемы. Его схема включения для усиления несимметричного сигнала приведена на рисунке 2.

Рисунок 2 Схема включения дифференциального усилителя для усиления несимметричного сигнала

Благодаря своим замечательным качествам дифференциальный усилитель получил широкое распространение в современных микросхемах. Использование парафазного сигнала на его входе и выходе позволяет уменьшить напряжение питания схемы. В качестве примера можно привести микросхему широкополосного дифференциального усилителя THS770006 фирмы Texas Instruments Incorporated, применяемого на входе высокоскоростных АЦП.

Широко применяются дифференциальные усилители в составе усилителей промежуточной частоты. Это отечественные микросхемы 174 серии, иностранные MC3361, SA616 и подобные им. Высококачественные усилители звуковой частоты тоже строятся на основе дифференциальных каскадов. И конечно же входные каскады операционных усилителей, где они вместе с двухтактным каскадом на выходе образуют универсальную микросхему, пригодную для реализации практически всех узлов радиоэлектронной аппаратуры.

33.Источники тока и токовые зеркала на полевых транзисторах

Полевой транзистор по существу является источником постоянного тока и его вольт-амперная характеристика аналогична характеристике электронной лампы – пентоду. В простейшем случае, изображенном на рис. 14.2, пользователю доступны только два вывода и устройство обыч­но представляется как диод. Из характеристики такого диода, также по­казанной на рисунке, видно, что в большей части рабочей области ток имеет почти постоянную величину. Если последовательно с этим прибо­ром включить прецизионный резистор, как показано на рис. 14.3А, то на нем появится постоянное напряжение, которое можно использовать как опорное при условии, что нагрузка имеет входное сопротивление значи­тельно превышающее сопротивление включенного резистора. В стабили­зированных источниках питания, это требование легко выполняется, если нагрузкой является компаратор или буферный каскад.

Рис. 14.2. Диод постоянного тока. Фактически это полевой транзис­тор, у которого соединенные вместе затвор и исток образуют катод «диода». Большинство диодов постоянного тока сделаны из полевых транзисторов с каналом л-типа. Специально разработанные устройства этого типа называются токостабилизирующими диодами (CRD).

Лучших результатов можно достичь, если вместо обычных полевых транзисторов использовать специально разработанные полевые диоды, которые оптимизированы с точки зрения вольт-амперных характеристик. Эти устройства имеют только два вывода потому, что затвор и исток со­единены у них внутри. В настоящее время имеется более 30 типов дио­дов, рассчитанных на токи от 200 мкА до 5 мА. Минимальное рабочее напряжение очень низкое – порядка 1 – 3 В, а прямое напряжение про­боя часто выше 100 В. Таким образом, эти устройства хорошо подходят для широкого класса различных схем. Большое достоинство этих специ­ально созданных токостабилизирующих диодов (CRD) состоит в том, что

при их изготовлении можно достичь нулевого температурного коэффи­циента, объединяя CRD с резистором, имеющим тот же самый, но про­тивоположного знака температурный коэффициент. Обычно такой ре­зультат достигается при расчетных токах около 0,5 мА.

Рис. 14.3. Два варианта применения токостабилизирующего диода (CRD). (А) Регулировать опорное напряжение в этой схеме, можно выбирая соответствующий прецизионный резистор. (В) Эта схема дает прецизионное опорное напряжение, обеспечивая оптимальный уро­вень тока опорного диода для получения низкого температурного коэффициента.

Прекрасные результаты дает объединение CRD со стабилитроном, ZF^-диодом или прецизионным стабилитроном, как показано на рис. 14.3В. В этом случае можно получить температурный коэффициент 0,001 процента в интервале температур от О до 100’С. Для достижения опти­мальных результатов и CRD-диод, и прецизионный стабилитрон должны иметь нулевой температурный коэффициент при токе около 0,5 мА.

Чаще всего встречается комбинация С/?/)-диода и обычного стаби­литрона. CRD-диод в качестве источника постоянного тока имеет чрез­вычайно высокое сопротивление по переменному току. Стабилитрон или другой источник опорного напряжения наоборот, имеет очень низ­кое сопротивление переменному току. Когда объединяются два этих прибора так, как показано на рис. 14.3В, образуется уникальный фильтр нижних частот с частотой среза около нуля. Такая конфигура­ция теоретически предполагает существенное ослабление всех частот переменного тока. Из-за паразитных параметров практически схема дает ослабление до 100 дБ для частот достигающих нескольких сот ки­логерц. Таким образом, эффективно удаляются большинство пульсаций и шумовых компонент, обусловленных нестабилизированным источни­ком питания. В простой схеме на рис. 14.2 выходное сопротивление равно l/g^^, где g обычно точно заданный параметр. В этой схеме ве­личина постоянного тока 1^^^ также обычно точно заданная величина. Модифицированная схема на рис. 14.4А позволяет получить любую ве­личину постоянного тока 1^^^. Кроме того, увеличение в этой схеме со­противления резистора /?, с целью уменьшения тока, приводит, из-за действия обратной связи, к увеличению выходного сопротивления. Каскадное включение транзисторов (рис. 14.4В) позволяет получить на­много более стабильный ток и существенно повысить выходное сопро­тивление по сравнению с однотранзисторной схемой. Для правильной работы схемы необходимо, чтобы ток стока транзистора Q2 был, по крайней мере, в 10 раз больше, чем ток стока транзистора Q\. И важ­но, чтобы напряжение питания стоков обоих полевых транзисторов не меньше, чем вдвое превышало их напряжение смыкания (насыще­ния) Fp, величину обычно точно известную для полевых транзисторов. Этот критерий фактически применяется и в схемах с одним транзис­тором.

Рис. 14.4. Источники стабильного тока с регулируемой величиной тока.

(A) Схема с одним полевым транзистором. Максимальный ток полу­чается при Л = 0.

(B) Каскадное включение двух полевых транзисторов. Эта схема дает лучшую стабилизацию и более высокое динамическое сопротивление, чем схема с одним полевым транзистором. В обеих схемах произво­дитель имеет возможность в процессе изготовления получить нулевой температурный коэффициент для Л = О или для другого значения сопротивления.

CRD-mojx удобно использовать как элемент делителя выходного на­пряжения в импульсном стабилизаторе (рис. 14.5). При таком построе­нии делителя сигнал рассогласования не уменьшается, как это имеет место при обычном резисторном делителе (пример такого применения можно найти в усовершенствованной схеме импульсного стабилизатора на рис. 17.15).

Рис. 14.5. Использование С/?/)-диода для получения требуемой обратной связи в ИИП. Эта схема имеет преимущество по сравнению с обычно используемым резисторным делителем: напряжение обрат­ной связи изменяется точно также, как выходное напряжение источ­ника, а не пропорционально ему. Таким образом, изменение выход­ного напряжения на 2 В приводит к изменению напряжения на С/?/)-диоде также на 2 В.

32. Цепи питания полевых транзисторов

В зависимости от того, какой из электродов полевого транзистора в усилительной схеме является общим для входной и выходной цепи, различают схемы: с общим затвором (03), с общим истоком (ОИ) и общим стоком (ОС).

Наиболее распространенной является схема с ОИ, соответствующая схеме с ОЭ на биполярном транзисторе. Схема с ОС (истоковый повторитель) аналогична эмиттерному повторителю. На рис. 4-11, а—в приведены возможные схемы включения полевого транзистора с управляющим р-n переходом и каналом n-типа. При канале р-типа полярность питающих напряжений следует сменить на обратную.

Питание схем, как правило, осуществляется от одного общего источника питания. Полевые транзисторы с управляющим р-n переходом, у которых стоковое напряжение и напряжение на затворе разного знака, могут создавать необходимое напряжение на затворе с помощью цепочки автоматического смещения, включенной в цепь истока (рис. 4-11, г). Этот способ широко используется для создания автоматического смещения в цепи управляющей сетки при питании электронных ламп от одного источника.

Полевые транзисторы с индуцированным каналом, у которых стоковое напряжение и напряжение на затворе одного знака (см. табл. 4) питаются обычно с помощью делителя как биполярные транзисторы (рис. 4-11, д).

Полевые транзисторы со встроенным каналом могут работать при смещении U_ЗИ = 0 (рис. 4-8, а, б), что выгодно отличает их от других усилительных приборов, так как они не нуждаются в дополнительном питании цепи затвора по постоянному току.

При расчете усилительных схем на полевых транзисторах следует учитывать зависимость, их характеристик и параметров от температуры.

Для полевого транзистора с управляющим р-n переходом напряжение отсечки зависит от температуры |U_ЗИотс| = |U_{ЗИотс 20}^о_С| + 2 · 10^-3ΔТ, где ΔТ = t_o^o - 20^оС; 2 · 10^-3 — температурный коэффициент нестабильности напряжения отсечки.

Для полевого транзистора с индуцированным каналом |U_ЗИпор| = |U_{ЗИпор 20}^о_С| - (4,5÷6) · 10^-3ΔТ, где (4,5÷6) · 10^-3 — температурный коэффициент нестабильности порогового напряжения.

С увеличением температуры контактные напряжения уменьшаются, а это при U_ЗИ = const приводит к увеличению эффективного сечения канала. Следовательно, данный фактор при указанных условиях способствует увеличению тока стока. Но с увеличением температуры уменьшается удельная проводимость канала (см. рис. 1-11, б, кривая 2), а это способствует уменьшению тока стока. При определенном значении U_ЗИt^o происходит полная взаимная компенсация противоположно действующих факторов и ток стока в этом режиме оказывается практически независимым от температуры. На рис. 4-12, а, б показаны стоко-затвориые характеристики палевых транзисторов при различных значениях температуры. У полевого транзистора с управляющим р-n переходом точка температурной компенсации тока стока отстоит от напряжения отсечки на 0,6 В (рис. 4-12, а). Для различных типов МДП-транзисторов центр некоторой области наилучшей температурной компенсации стока оказывается смещенным относительно порогового напряжения на (0,8—3,9) В.

Из рис. 4-12, а, б следует, что крутизна S с увеличением температуры уменьшается. Уменьшение тока стока с увеличением температуры обусловливает отсутствие в полевых транзисторах вредного явления самоперегрева, характерного для обычных транзисторов, у которых повышение температуры приводит к росту тока коллектора и к еще большему разогреву коллекторного перехода.

У полевого транзистора с управляющим р-n переходом при увеличении температуры резко возрастает ток затвора. Изменение тока затвора определяется температурной зависимостью тока обратно включенного р-n перехода. В МДП-транзисторах изменения температуры на ток затвора практически не влияют. Температура прибора зависит от выделяющейся в канале тепловой мощности P_c = I_CU_CИ (где I_C и U_CИ — постоянные составляющие тока и напряжения стока) и условий охлаждения прибора, т. е. температуры окружающей среды t_o^o и так называемого теплового сопротивления R_t, характеризующего качество теплоотвода. Максимально допустимая мощность, рассеиваемая в канале полевого транзистора, определяется формулой (2-19), справедливой для всех полупроводниковых приборов.

В справочниках обычно приводится максимально допустимая мощность при t_o^o = 20°С, т. е. Р_{с. макс 20}^о_С.

Максимально допустимую мощность прибора рассчитывают по формуле (2-20). Из этой формулы следует, что с повышением температуры окружающей среды t_o^o максимально допустимая мощность полевого транзистора уменьшается, так как при этом ухудшаются условия охлаждения прибора. На рис. 4-12, в приведены линии допустимой мощности I_C = Р_{с. макс}/|U_CИ| для двух различных температур. Режим работы транзистора по постоянному току нужно выбирать так, чтобы точка (I_C и U_CИ) располагалась в области насыщения ниже линии допустимой мощности, в этом случае P_c = Р_{с. макс}/|U_CИ|I_C < \Ic < Р_{с. макс}.

(рис. 4-12) Зависимость статических характеристик полевых транзисторов от температуры

Кремниевые полевые транзисторы могут успешно работать при t_o^o ≤ +125°С. Нижний предел температуры для них практически не ограничен, так как полевые транзисторы, в отличие от обычных, сохраняют работоспособность даже при очень глубоком охлаждении (вплоть до —200°С). Полевые транзисторы отличаются также лучшей радиационной стойкостью, т. е. они оказываются менее чувствительны к воздействию проникающей радиации.

31. Каскад на полевом транзисторе по схеме ОС

Вариант схемы каскада с ОС с автосмещением приведен на рисунке 2.36, схемы для областей СЧ,ВЧ и НЧ приведены, соответственно, на рисунках 2.37а,б,в.

Рисунок 2.36. Усилительный каскад с ОС

Рисунок 2.37. Схемы каскада с ОС для СЧ, ВЧ и НЧ

Каскад с ОС называют еще "истоковым повторителем" или "повторителем напряжения, т.к., аналогично каскаду с ОК, можно показать, что коэффициент передачи по напряжению этого каскада меньше единицы, и что каскад с ОС не инвертирует фазу входного сигнала.

Графический анализ работы усилительного каскада с ОС проводится как для ОЭ (см. раздел 2.5).

Для расчета параметров каскада с ОС по переменному току используем методику раздела 2.3, а ПТ представлять моделью предложенной в разделе 2.4.2.

Проведя анализ, получим для области СЧ:

,

где R_экв = R_и ∥ R_н, F = 1 + S ₀ R_экв — глубина ООС;

R_вх ≈ R_з,

R_вых = R_и ∥ R_{вых T},

где R_{вых T} — выходное сопротивление собственно транзистора, R_{вых T} ≈ 1/ S ₀.

В целом

R_{вых T} ≈ 1/ S ₀,

потому, что, как правило, R_и >> 1/ S ₀.

В области ВЧ получим:

где τ _в — постоянная времени каскада в области ВЧ, определяемая аналогично ОИ;

Y_вх ≈ 1/ R_з + jωC_{вх дин},

где C_{вх дин} = C_зи + C_н ·(K ₀ + 1);

Выражения для относительного коэффициента передачи Y_в и коэффициента частотных искажений M_в и соотношения для построения АЧХ и ФЧХ каскада с ОК аналогичны приведенным в разделе 2.5 для каскада с ОЭ.

В области НЧ получим:

K_н = K ₀/(1 + 1/ jωτ_н),

где τ_н — постоянная времени разделительной цепи в области НЧ. далее все так же, как для каскада с ОИ.

Усилительный каскад с ОЗ (рисунок 2.38) на практике используется редко, поэтому отдельно рассматриваться не будет. Отметим только, входное сопротивление каскада определяется аналогично выходному для истокового повторителя (≈1/ S ₀), а остальные параметры — аналогично ОИ.

Рисунок 2.38. Усилительный каскад с ОЭ

Характеристики ПТ при различных схемах включения приведены в таблице 2.2.

Таблица 2.2

Характеристики ПТ при различных схемах включения

30.Каскад на полевом транзисторе по схеме ОИ

Среди усилительных каскадов, выполненных на полевых транзисторах, наиболее широкое применение получил каскад, в котором ПТ включен по схеме с общим истоком. На рисунке 2.29 приведена принципиальная схема наиболее распространенного варианта каскада с ОИ с цепью автосмещения, служащей для обеспечения режима работы ПТ по постоянному току. Если БТ разделяется на два типа — p-n-p и n-p-n, отличающиеся противоположными полярностями питающих напряжений, то разновидностей ПТ существует, по меньшей мере, шесть. Рассмотрим схему рисунка 2.29, где изображен ПТ с p-n переходом и n-каналом. Анализ каскадов на других типах ПТ будет отличаться лишь в незначительных деталях. Рисунок 2.29. Усилительный каскад с ОИ   Выходные статические вольтамперные характеристики (ВАХ) ПТ представлены на рисунке 2.30. В отличие от БТ, у ВАХ ПТ имеется значительная область управляемого сопротивления, в которой возможно использование ПТ в качестве электронного управляемого резистора. В качестве усилительного элемента ПТ используется в области усиления. Рисунок 2.30. Выходные статические характеристики ПТ   В отсутствие входного сигнала каскад работает в режиме покоя. С помощью резистора Rи задается напряжение смещения U 0= Iс 0· Rи, которое определяет ток покоя стока Iс 0. Координаты рабочей точки определяются соотношениями: Uс 0 ≥ Uвых + UR, где UR — граница области управляемого сопротивления на выходных статических характеристиках транзистора (рисунок 2.30), UR ≈ (1…2) В; Iс 0 ≥ Uвых / R ≈, где R ≈= Rс ∥ Rн — сопротивление нагрузки каскада по переменному току; ), где Uотс — напряжение отсечки, Iси — ток стока при Uзи =0 В (либо при Uзи =2 Uотс для ПТ в режиме обогащения, см. рисунок 2.33 в подразделе 2.10). С помощью резистора Rи, помимо задания необходимого напряжения смещения, в каскад вводится ООС, способствующая термостабилизации (у ПТ как и у БТ наблюдается сильная температурная зависимость параметров), на частотах сигнала эта ОС устраняется путем включения Cи. Графически проиллюстрировать работу каскада с ОИ можно, используя проходные и выходные статические характеристики ПТ, путем построения его динамических характеристик. Построение во многом аналогично каскаду с ОЭ и отдельно не рассматривается. Нетрудно показать, что каскад с ОИ, как и каскад с ОЭ, инвертирует входной сигнал. На рисунке 2.31 а,б,в приведены, соответственно, малосигнальные схемы для областей СЧ,НЧ, и ВЧ. Рисунок 2.31. Схемы каскада с ОИ для СЧ, ВЧ и НЧ   Для расчета параметров усилительного каскада по переменному току удобно использовать методику, описанную в разделе 2.3, а ПТ представить моделью, предложенной в разделе 2.4.2. В результате расчета в области СЧ получим: K 0 = S 0 Rэкв, где Rэкв = Rс ∥ Rн; gвх ≈ 1/ Rз, gвых ≈ gс = 1/ Rз. Эти соотношения получены в предположении, что низкочастотное значение внутренней проводимости транзистора g 22э много меньше gс и gн. Это условие (если не будет оговорено особо) будет действовать и при дальнейшем анализе усилительных каскадов на ПТ. В области ВЧ получим: , где τ в — постоянная времени каскада в области ВЧ, τ в ≈ CнRэкв; где Cвхдин = Cзи + Cзс (1 + K 0); Выражения для относительного коэффициента передачи Yв и коэффициента частотных искажений Mв и соотношения для построения АЧХ и ФЧХ каскада с ОК аналогичны приведенным в разделе 2.5 для каскада с ОЭ. В области НЧ получим: Kн = K 0/(1 + 1/ jωτн), где τн — постоянная времени разделительной цепи в области НЧ. далее все так же, как для каскада с ОЭ.

29.Источники тока и токовые зеркала на биполярных транзисторах

Биполярный транзистор может быть использован в качестве простейшего преобразователя тока, но его коэффициент передачи сильно зависит от колебаний температуры, стойкости к бета-излучению и т. д. Для устранения этих нежелательных помех токовое зеркало состоит из двух каскадно соединенных «ток — напряжение» и «напряжение — ток» преобразователей, размещёных при одинаковых условиях и имеющих обратные характеристики. Не обязательно, чтобы они были линейными, единственным требованием является их «зеркальность» (например, в транзисторном токовом зеркале ниже они логарифмические и экспоненциальные). Как правило, используются два одинаковых преобразователя, один из которых обращают с помощью отрицательной обратной связи. Таким образом, токовое зеркало состоит из двух каскадных одинаковых преобразователей (первый — обратный, и второй — прямой).

Пример включения токового зеркала на биполярных транзисторах

Основная идея [править | править вики-текст]

Работа токового зеркала «программируется» путём задания коллекторного тока транзистора T1. Напряжение Uвэ для T1 устанавливается в соответствии с заданным током, температурой окружающей среды и типом транзистора. В результате оказывается заданным режим схемы, и транзистор T2, согласованный с транзистором T1 (лучше всего использовать монолитный сдвоенный транзистор), передаёт в нагрузку такой же ток, что задан на T1. Небольшими базовыми токами можно пренебречь. Одно из достоинств описанной схемы состоит в том, что её диапазон устойчивости по напряжению Ukk за вычетом нескольких десятых долей вольта, так как нет падения напряжения на эмиттерном резисторе. Кроме того, во многих случаях удобно задавать ток с помощью тока. Легче всего получить управляющий ток Iпр с помощью резистора. В связи с тем что эмиттерные переходы транзисторов представляют собой диоды, падения напряжения на которых мало по сравнению с Ukk, резистор 14,4 кОм формирует управляющий, а следовательно и выходной ток величиной 1 мА. Токовые зеркала можно использовать в тех случаях, когда в транзисторной схеме необходим источник тока. Их широко используют при проектировании интегральных схем, когда:

1. под рукой есть много согласованных транзисторов,

2. разработчик хочет создать схему, которая бы работала в широком диапазоне питающих напряжений.

Существуют даже безрезисторные интегральные операционные усилители, в которых режимный ток всего усилителя задаётся с помощью внешнего резистора, а токи отдельных внутренних усилительных каскадов формируются с помощью токовых зеркал. Такие усилители называются соответственно программируемыми.

Недостатки токовых зеркал, обусловленные эффектом Эрли [править | править вики-текст]

Простое токовое зеркало обладает одним недостатком: выходной ток несколько изменяется при изменении выходного напряжения, то есть выходное сопротивление схемы не бесконечно. Это связано с тем, что при заданном токе транзистора T1, напряжение U_БЭ слегка меняется в зависимости от коллекторного напряжения (проявление эффекта Эрли); иначе говоря, график зависимости коллекторного тока от напряжения между коллектором и эмиттером при фиксированном напряжении между базой и эмиттером не является горизонтальной линией. Практически ток может изменяться приблизительно на 25 % в диапазоне устойчивой работы схемы. Если же нужен более высококачественный источник тока (чаще всего таких требований не возникает), то подойдёт схема, показанная на рисунке. Эмиттерные резисторы выбраны таким образом, что падение напряжения на них составляет несколько десятых долей вольта. Такая схема гораздо лучший источник тока, т.к. в ней изменения напряжения U_БЭ, обусловленные изменениями напряжения U_КЭ, оказывают пренебрежительно малое влияние на выходной ток. В этой схеме также следует использовать согласованные транзисторы.

Если принять напряжение на переходе база-эмиттер транзистора в качестве входной величины и ток коллектора принять за выходную величину, то транзистор будет действовать как экспоненциальный преобразователь напряжение-ток. Применив отрицательную обратную связь (просто подсоединив к базе и коллектору^{[ что? ]}) транзистор может быть «обратный» ^{[ какой? ]}, и он будет действовать как противоположный логарифмический преобразователь^{[ как? ]} из тока в напряжение; теперь он будет регулировать «выходное» напряжение база-эмиттер так, чтобы преодолеть «входной» ток коллектора.

Схема Уилсона [править | править вики-текст]

Простое токовое зеркало имеет один существенный недостаток — выходной ток в некоторых пределах меняется при изменении выходного напряжения, то есть выходное сопротивление такой схемы не бесконечно. При заданном токе транзистора напряжение U_БЭ, а вместе с ним и ток коллектора, меняется в зависимости от коллекторного напряжения.

Простейшее транзисторное токовое зеркало

Если принять напряжение на переходе база-эмиттер транзистора в качестве входной величины и ток коллектора принять за выходную величину, то транзистор будет действовать как экспоненциальный

Токовое зеркало Уилсона

Данная схема избавлена от описанного выше недостатка и обеспечивает высокую степень постоянства выходного тока. Транзисторы T1 и T2 в этой схеме включены так же, как в обычном токовом зеркале, но благодаря транзистору T3 потенциал коллектора фиксирован и не влияет на выходной ток.

Схемы с несколькими выходами и коэффициенты отражения тока [править | править вики-текст]

Схему токового зеркала можно построить так, что вытекающий выходной ток (или втекающий — в случае использования транзистора n-p-n типа будет передаваться в несколько нагрузок. О том, как эта идея воплощается в жизнь, даёт представленная на рисунке схема. Отметим, что если один из транзисторов – источников тока переходит в режим насыщения (в том случае, например, когда отключается его нагрузка), то база будет отбирать повышенный ток из общей линии, соединяющей базы всех его транзисторов, и в связи с этим уменьшаются остальные выходные токи. Положение можно улучшить если включить в схему ещё один транзистор. На рисунке представлены два варианта многовыходного токового зеркала. Эти схемы отражают удвоенный (или половинный) управляющий ток. При разработке токовых зеркал в интегральных схемах коэффициенты отражения тока задают путём выбора размеров (площадей) эмиттерных переходов. Ещё один способ получения выходного тока, кратного управляющему состоит во включении дополнительного резистора в цепь эмиттера выходного транзистора. Если схема работает с токами различной плотности, то, согласно уравнению Эберса — Молла, разность напряжения U_БЭ зависит только от отношения плотностей токов. Для согласованных транзисторов отношение коллекторных токов равно отношению плотностей токов. График позволяет определить разность напряжений между базой и эмиттером в подобном случаеи полезен при разработке токовых зеркал с неединичным отражением.

26.Коллекторная стабилизация режима биполярных транзисторов.

27.Эмиттерная стабилизация режима биполярных транзисторов.

28.Параметрическая стабилизация режима биполярных транзисторов.

В усилителях на биполярных транзисторах используется три схемы подключения транзистора: с общей базой (рис. 5.6; 5.9), с общим эмиттером (рис. 5.7; 5.10), с общим коллектором (рис. 5.8; 5.11).

На рисунках 5.6-5.8 показаны схемы включения транзисторов с питанием входных и выходных цепей от отдельных источников питания, а на рисунках 5.9-5.11 – с питанием входных и выходных цепей транзистора от одного источника постоянного напряжения.

Усилители в схеме включения транзистора с общей базой характеризуются усилением по напряжению, отсутствием усиления по току, малым входным сопротивлением и большим выходным сопротивлением.

Усилители в схеме включения транзистора с общим коллектором характеризуются усилением по току, отсутствием усиления по напряжению, большим входным сопротивлением и малым выходным сопротивлением.

Наибольшее распространение получила схема включения с общим эмиттером. В схеме включения транзистора с общим эмиттером усилитель обеспечивает усиление по напряжению, по току, по мощности. Такой усилитель имеет средние значения входного и выходного сопротивления по сравнению со схемами включения с общей базой и общим коллектором.

Сравнительные характеристики усилителей приведены в таблице:

Параметры транзистора в значительной степени зависят от температуры. Изменение температуры окружающей среды приводит к изменению рабочего режима транзистора в простой схеме усилителя при включении транзистора с общим эмиттером (рис. 5.2 б). Такая простая схема усилителя используется очень редко. Для стабилизации режима работы транзистора при изменении температуры используют схемы коллекторной (рис. 5.12, 5.13) и эмиттерной (рис. 5.14, 5.15) стабилизации режима работы транзистора.

Коллекторная температурная стабилизация режима работы транзистора по схеме рисунка 5.12 используется редко, так как кроме температурной стабилизации происходит уменьшение коэффициента усиления за счет отрицательной обратной связи по переменному току. Устранить отрицательную обратную связь по переменному току позволяет конденсатор С1 в схеме, приведенной на рисунке 5.13. Такая стабилизация используется, например, в антенных усилителях для телевизионного приема.

Как в промышленных, так и в радиолюбительских конструкциях широко применяется эмиттерная температурная стабилизация режима работы транзистора. На рисунках 5.14 и 5.15 приведены схемы однокаскадных усилителей на биполярных транзисторах n-p-n и p-n-p типов с эмиттерной температурной стабилизацией режима работы транзистора.

Проследим цепи, по которым протекают постоянные токи в усилителе по схеме рисунка 5.14. Постоянный ток делителя напряжения протекает по цепи: плюс источника питания, резисторы R1,R2, минус источника питания. Постоянный ток базы транзистора VT1 протекает по цепи: плюс источника питания, резистор R1, переход база-эмиттер транзистора VT1, резистор R_э, минус источника питания. Постоянный ток коллектора транзистора VT1 протекает по цепи: плюс источника питания, резистор R_К, выводы коллектор-эмиттер транзистора, резистор R_э, минус источника питания. Биполярный транзистор в составе усилителя работает в режиме, когда переход база-эмиттер смещен в прямом направлении, а переход база-коллектор - в обратном. Поэтому постоянное напряжение на резисторе R2 будет равно сумме напряжения на переходе база-эмиттер транзистора VT1 и напряжения на резисторе R_э: U_R2=U_бэ+U_Rэ. Отсюда следует, что постоянное напряжение на переходе база-эмиттер будет равно U_бэ= U_R2 - U_Rэ.

Пусть температура окружающей среды увеличивается. В результате этого увеличиваются постоянные токи базы, коллектора и эмиттера, т.е. изменяется рабочая точка транзистора. Ток делителя напряжения на резисторах R1, R2 выбирают значительно больше тока базы транзистора. Поэтому напряжение на резисторе R2 при изменении температуры остается практически неизменным (сопротивление резистора от температуры не зависит), а напряжение на резисторе R_э с увеличением температуры увеличивается за счет увеличения тока эмиттера при неизменном сопротивлении резистора в цепи эмиттера. В результате этого напряжение база-эмиттер уменьшится, что приведет к уменьшению тока базы, а, следовательно, и силы тока коллектора. Таким образом, рабочая точка транзистора будет стремиться к исходному состоянию. Наличие резистора в цепи эмиттера приводит к появлению отрицательной обратной связи как по постоянному, так и по переменному токам. Для устранения отрицательной обратной связи по переменному току параллельно резистору R_э подключают конденсатор. Емкость конденсатора С_э выбирают так, чтобы его сопротивление переменному току на самой низкой частоте усиливаемого сигнала было значительно (примерно в десять раз) меньше сопротивления резистора в цепи эмиттера.

В усилителях низкой частоты на биполярных транзисторах применяются разделительные конденсаторы большой емкости. Это, как правило, электролитические конденсаторы, при подключении которых в электрическую цепь необходимо соблюдать полярность. Если источник усиливаемого сигнала не имеет постоянной составляющей и к выходу усилителя подключается нагрузка, не имеющая постоянного напряжения на своих зажимах, то полярность конденсаторов при использовании транзисторов n-р-n типа должна быть такой, как показано на рисунке 5.14, а для транзистора р-n-р типа - на рисунке 5.15 (изменяется полярность включения источника питания и полярность подключения конденсаторов). Емкость разделительного конденсатора (конденсатор на выходе усилительного каскада) выбирают такой, чтобы его сопротивление было много меньше входного сопротивления следующего усилительного каскада, или много меньше сопротивления нагрузки на самой низкой частоте усиливаемого сигнала.

В последнее время широко применяются двухкаскадные усилители с непосредственной связью между транзисторами (рис. 5.16). Такие усилители применяются в качестве входных усилителей низкой частоты, в качестве антенных усилителей телевизионного сигнала и др. В этих усилителях обеспечивается температурная стабилизация режима обоих транзисторов. Рассмотрим цепи, по которым протекают постоянные токи. Постоянный ток базы транзистора VT1 протекает по следующим цепям: плюс источника питания, резистор R1, переход база-эмиттер транзистора VT2, резистор R2, переход база-эмиттер транзистора VT1, общий провод, минус источника питания; плюс источника питания, резистор R_к, выводы коллектор-эмиттер транзистора VT2, резистор R2,

переход база-эмиттер транзистора VT1, общий провод, минус источника питания. Постоянный ток базы транзистора VT2 протекает по цепи: плюс источника питания, резистор R1, переход база-эмиттер транзистора VT2, резистор R_э, общий провод, минус источника питания. Постоянный ток коллектора транзистора VT1 протекает по цепи: плюс источника питания, резистор R1, выводы коллектор-эмиттер транзистора VT1, общий провод, минус источника питания. Постоянный ток коллектора транзистора VT2 протекает по цепи: плюс источника питания, резистор R_к, выводы коллектор-эмиттер транзистора VT2, резистор R_э, общий провод, минус источника питания.

При увеличении температуры увеличивается ток базы первого транзистора. Это приведет к увеличению тока коллектора этого транзистора и уменьшению напряжения между коллектором первого транзистора и общим проводом. В результате уменьшится ток базы второго транзистора, что приведет к уменьшению тока коллектора второго транзистора. Напряжение на резисторе Rэ уменьшится, и ток базы первого транзистора будет стремиться к своему первоначальному значению.

Входные цепи чувствительного усилителя низкой частоты обязательно выполняются экранированным проводом, причем экран соединяется с корпусом усилителя в одной точке. От выбора этой точки зависит уровень мешающих напряжений.

25. Нестабилизированные цепи питания биполярных транзисторов, причины нестабильности статического режима.

24.Частотные свойства и динамический диапазон каскада по схеме ОК

Частотная характеристика усилителя Причиной неравномерности частотной характеристики во всем диапазоне частот является наличие в схеме реактивных элементов, сопротивление которых зависит от частоты. Рис.8 Режимы работы транзистора Режим работы транзистора определяется положением рабочей точки на динамической характеристике. Различают следующие режимы работы транзистора: А, В, АВ, и С. Режим А (рис.9,10). Рис.9 Рис.10 Режим класса А применяется в усилителях напряжения и усилителях малой мощности. Режим В (рис.11). Рис.11 Режим АВ. Является промежуточным между режимами классов А и В (рис.12). Рис.12 Режим АВ более экономичен, чем режим А (η = 45-50%). Режим класса АВ применяется в усилителях средней мощности (десятки ватт). Режим класса С характеризуется тем, что рабочая точка находится левее точки запирания транзистора. При этом по сравнению с режимом класса В ток 0 I оказывается еще меньше, в результате чего η = 75—80%, однако нелинейные искажения так велики, что он практически непригоден для использования в УНЧ

23. Каск