Защитные цепы силовых модулей

Конденсатор С, имеющий небольшую емкость 4700 пФ, поддерживает ток нагрузки во время завершающей стадии выключения переключающего транзистора.В это время через переключающий транзистор ток нагрузки не должен протекать. Комбинация диод/резистор, включенная последовательно с этим конденсатором, позволяет ему заряжаться во время включенного состояния, и действовать как источник тока, когда при выключении переключающего транзистора ток через него уменьшается.

Во время перехода от включенного состояния в выключенное, пе­реключающий транзистор также защищен от необходимости работать одновременно с большим током и высоким напряжением.

Расчет демпфирующей цепи совсем не труден; однако для оконча­тельной оптимизации обычно необходимы экспериментальные уточне­ния, потому что у Вас вряд ли будет точная информация о времени на­растания и спада тока в переключающем транзисторе. Время спада сильно зависит от температуры, напряжения смещения на базе и других факторов. Вычисление оценочных величин основано на приведенном качественном описании цепи. Применительно к схеме, изображенной на рис.1.10 величина индуктивности L определяется по выражению:

L= на стр.431

где:

L — индуктивность шунтирующей катушки в микрогенри. Катушка индуктивности не должна насыщаться при полном токе нагрузки /₀, при­чем выполняться это должно с хорошим запасом. Чтобы обойти эту про­блему, если это возможно, используется катушка без сердечника.

V_m — постоянное входное напряжение от нестабилизированного ис­точника

t_r — время нарастания тока переключающего транзистора в микросе­кундах (лучше всего воспользоваться результатом измерения)

/₀ - максимальной ток нагрузки в амперах

Защитные цепы силовых модулей.

Рис.1.23

Защитная RCD-цепь, подключенная параллельно

отдельному плечу мостовой схемы (г) и траектория

рабочей точки ключа при выключении (б)

Для уменьшения дополнительных потерь в преобразователях на рабочие токи 10…100 А можно подключить защищенную цепь параллельно отдельному плечу мостовой схемы, или параллельно????????? стр.13 схеме, если она выполнена на основе единого модуля (рис.1.23). При этом потери в схеме 1.23 будут разделяться только всплесками напряжений из-за влияния паразитных индуктивностей монтажа, поскольку защитный конденсатор не заряжается через отдельный ключ каждой коммутации.

Для силовых схем токи 150…300 А в которых применяются двухэлементные модули для защиты от перенапряжений к выходу модуля подключают отдельный высокочастотный конденсатор. Данный элемент выполняет ту же защитную функцию, что и стандартный RCD-цепочка при двухтактном режиме работы схемы. При этом так же не происходит разряда конденсатора через отдельный ключ. Недостатком рассматриваемого варианта является возможность возникновения резонансных колебаний между защитным конденсатором и паразитными индуктивностями монтажных соединений

При рабочих токах более 400 А силовые модули выполняются в виде отдельных ключей. Используются также параллельные сборки модулей. Для мостовой конфигурации в данном случае применяются защитные RCD-цепи, в которых резисторы подключаются перекрестно, т.е. к противоположным монтажным шинам схемы (рис.1.25). При параллельном соединении модулей данные цепи подключаются к каждому отдельному плечу схемы.

Осциллограмма напряжения на запирающем ключе для представленных схем защиты (кроме стандартной RCD-схемы, показана на рис.1.26). Начальный всплеск напряжения ∆V1 определяемой величиной паразитной индуктивности в контуре защитной цепи Ls2. После этого выходное напряжение увеличивается за счет защитного конденсатора энергией, накопленной в паразитных индуктивностях монтажных шин Ls2.

Если установить допустимые значения всплесков напряжения ∆V1 и ∆V2 можно

рассчитать параметры защитных цепей. Индуктивность цепи снаббера определятся выражением:

Ls2 выражение!!!!!!!на стр 13

где (di/dt) – скорость нарастания тока

в открывающемся ключе, или скорость спада тока

в противофазном диоде.

РИСУНОК

Рис.1.26.

Напряжение на запираемом ключе для защитных схем (без разряда емкости через открытый ключ)

Например, для IGBT – модулей данную скорость оценивают как произведение постоянного коэффициента к=0.02. Для модуля на силовой ток 100 А получаем скорость изменения тока 8 А/нс. При этом минимально допустимая паразитная индуктивность Ls2=12.5 нГн (для допустимого всплеска ∆V1 = 100 В) Величина защитной емкости определяемой по величине энергии, накопленной в паразитной индуктивности Ls1:

С…….формула на стр.14

где I0 – номинальный ток нагрузки в силовой схеме. При допустимой паразитной индуктивности монтажа Ls1 = 50 нГн для токов нагрузки 400 а и всплеске ∆V2 = 100 В получаем величину С0 = 0.8 мкФ.

Чтобы уменьшить коммутационные потери, вызванные током, обратного восстановления диода, в схему рис.1.2. введен дроссель L2. Дроссель L2 имеет дополнительную размагничивающую обмотку L3, с помощью которой энергия коммутации возвращается во входной источник [6]. Зная время обратного восстановления диода (trr = 120 нc), можно найти требуемую индуктивность дросселя L2:

A дальше ФОРМУЛА НА СТР.15

!!!схема на стр.15

Рис.1.11 Модель понижающего преобразователя постоянного напряжения с дополнительным двух обмоточным дросселем.

На рис.1.12. приведены временные диаграммы в первичной I(L2) и вторичной I(L3) обмотках двух обмоточного дросселя, а также диаграмма тока I(D1) диода D1 и диаграмма напряжения на истоке транзистора Ml. В момент времени ТО открывается транзистор М1 {V(n004) }и одновременно начинает нарастать ток {I(L2)} в первичной обмотке дросселя, который вычитается из тока {I(D1)} диода D1. Ток через диод D1 уменьшается и в момент Т1 становится равным нулю. С этого момента и до момента Т2 идет процесс восстановления обратного сопротивления диода D1. В момент Т2 диод D1 запирается. В течение времени Т2—ТЗ избыточная энергия? накопленная в индуктивности L2, через L3{I(L3)} и диод D2 возвращается в источник напряжения VI.

В момент T3 вся энергия возвращена, но теперь требуется время на восстановление обратного сопротивления диода D2, который запирается в момент времени T4. В момент веремени T5 транзистор M1 запирается {V(n004)}.

!!!РИС.на стр.15 1.12

Временные диаграммы токов в обмотках дополнительного двух обмоточного дросселя.

В течение времени Т5—Тб вся энергия, накопленная в индуктивно­сти L2, через L3{I(L3)} и диод D2 возвращается в источник напряжения VI. В этот период времени к транзистору М1 приложено удво­енное напряжение питания. В момент Тб вся энергия возвра­щена, и далее, до момента времени Т7, протекает процесс вос­становления обратного сопротивления диода D2.

Рис.1.13. стр.16 СХЕЕЕМАААААААА!!!!

Рассмотрим отдельно процессы включения и выключения транзистора в схеме 1.13 при его работе в импульсном режиме, полагая, что диод является инерционным элементом с временем восстановления обратного сопротивления t_rr. Пусть в схеме, показанной на рис. 1.13 транзистор заперт, ток дросселя проходит через диод. Для того чтобы упростить рассмотрение, можно считать дроссель ис­точником постоянного тока (i_L = I).

Напряжение на транзисторе и_ся равно U, и оно в конкретной схеме регулятора зависит от U_n, U_tia или суммы этих напряжений.

Допустим в момент времени 0 на рис. 2.14 происходит включение транзистора, и его ток стока (ic) начинает нарастать. Нарастание тока происходит со скоростью, определяемой напряжением на затворе, которую для упрощения анализа будем счи­тать постоянной. По мере нарастания тока ic ток диода D (i_D) линейно убывает, поскольку дроссель является источником постоянного тока. В момент времени t₁, ток стока i_c, а ток диода становится равным нулю. В силу инерционности диод в этот момент не запирается, и его ток изменяет направление. Заметим, что при использовании диода Шоттки ток в нем прекратился бы в момент при достиже­нии транзистором тока I. Возрастание тока в транзисторе свыше значения I обус­ловлено прохождением тока в диоде в обратном направлении (ток дросселя остает­ся неизменным).

В момент t_вкл ток в диоде становится равным максимально возможному (I_RM и начиная с данного момента ток в диоде уменьшается (по абсолютному значению), стремясь к нулю; начинает снижаться и ток стока. Если не учитывать индуктивность проводников, подключаемых к диоду и транзистору, и емкостей этих элементов, на­пряжение и_си в момент t_вкл скачком уменьшается почти до нуля. В момент t'_вкл завер­шается рассасывание носителей в базе диода, заканчивается время t_rr, а ток стока становится равным I. Потери в транзисторе при его включении (мы не учитываем сейчас потери, вызванные разрядом выходной емкости транзистора при его отпира­нии) происходят на интервале времени 0 — t_вкл. Мощность потерь при этом равна:

Формула!!! на стр.16, где ∆Pвкл=

Поскольку частоту переключения f можно выразить через период повторения, окончательно мощность потерь в транзисторе при его включении равна:

Формула!!! на стр.16, где ∆Pвкл=…/2

Ток I_cmax и t_вкл время зависят от свойств диода — чем меньше ток I_RM и время t _rr, тем меньше потери в транзисторе при его включении. В интервале времени t'_вкл — t_вкл выделяется большая мгновенная мощность в запираемом диоде.

!!!Рис.1.14. Процесс Включения транзистора в схеме, показанной на рис.1.13. (стр.16)

Рис. 1.15. Подключение дополнительного дросселя L1 в целях снижения потерь при включении транзистора.

Можно значительно снизить потери в транзисторе и изменить траекторию ра­бочей точки на его выходной характеристике при включении, подключая дополни­тельные элементы, а выходной каскад.

На рис. 1.15 показано, что в исходную схему подключен дроссель с небольшой индуктивностью L по отношению к реальной индуктивности L основного дроссе­ля. При включении транзистора скорость нарастания его тока i_c будет определяться напряжением и_аб между точками а, б схемы и индуктивностью L1. Полагая, как и раньше, напряжение на запертом транзисторе и_си = и_аб = U, получим диаграмму процесса включения, представленную на рис.1.16. Процесс на рис. 1.16 показан в предположении, что скорость тока стока i_c при подключении дросселя L1 меньше исходной скорости без дросселя (рис.1.14), что реально всегда выполняется.

Рисунок 1.16 показывает, что включение транзистора в данном случае происхо­дит после момента времени «0» при напряжении и_си близком к нулю. Следователь­но, исключаются потери в транзисторе за время t_вкл и остаются потери в диоде при его запирании в интервале времени t'_вкл — t_вкл. Подключение дросселя L1, уменьша­ющее абсолютную скорость спада тока в диоде, приводит к уменьшению макси­мального обратного тока в нем, что благоприятно влияет на уровень помех, создаваемых преобразователем на частотах в десятки мегагерц. Схема с подключе­нием дополнительного дросселя, позволяя исключить потери в транзисторе, вызы­вает и новые проблемы.

Первая из них связана с моментом запирания диода D (рис.1.15), когда его ток от значения I_RM (в обратном направлении) начинает уменьшаться по абсолютному значению, стремясь к нулю. Начиная с этого момента ЭДС самоиндукции в дроссе­ле L1 будет стремиться поддержать максимальный ток I_{c max} (момент времени t _вкл ,

!!! Рис.1.16. Процесс включения транзистора с дополнительным дросселем L1.!!!

рис. 1.16) В результате, при запирании диода D1 на нем появляется выброс напря­жения и необходимо принимать меры для защиты диода. Вторая проблема связана с процессом выключения транзистора и быстрым спадом тока, проходящего через дроссель L1.

При выключении транзистора на дросселе L1 появляется напряжение u_L = Ldi/dt, которое, суммируясь с напряжением U, может превысить допустимое напряжение на ключе. Кроме того, энергия, накопленная в L1, рассеивается в транзисторе при его выключении, что приводит к его дополнительному нагреву. Самое простое, но, очевидно, не лучшее решение — создать цепь для прохождения тока через L1 при выключении Т. Эта цепь может состоять, например, из стабилитрона и диода или резистора и диода, как показано на рис. 1.17.

На схеме D1 — основной диод, выполняющий те же самые функции, что и диоды D на схемах рис. 1.13, 1.14. Цепь R, D2 позволяет пропускать ток дросселя i_L1 при запирании транзистора Т. В состоянии схемы, когда транзистор включен и проводит ток, диод D2 должен быть заперт и ток через резистор R не должен прохо­дить. Цепь R, D2 на рис. 1.17 должна быть рассчитана, следовательно, таким обра­зом, чтобы к моменту очередного включения транзистора ток, проходящий в кон­туре L1, R, D2, успел бы снизиться до значения, существенно меньшего, чем ток / стока. В противном случае из-за инерционности диода D2 через транзистор при его включении будет проходить дополнительный ток и потери в нем возрастут. Таким образом, постоянная времени LI/R должна составлять 3...5% от периода переклю­чения, чтобы работа схемы была возможна при коэффициентах заполнения близ­ких к единице.

Пример

Проведем расчет требуемых значений индуктивности L1, сопротивления R, потерь в этом резисторе и перенапряжения на запертом транзисторе. Пусть напряжение в точках а, б (рис. 1.17) при запертом транзисторе, создаваемое схемой регулятора, равно 200 В, ток в дросселе L(I) — 20 А, частота переключений — 100 кГц. Для определения индуктивности L1 зададим скорость спада тока в диоде D1 при вклю­чении транзистора равной — 75 А/мкс, что является типичным при запирании мощ­ных диодов. Тогда требуемая индуктивность L1 равна:

!!! ФОРМУЛА

L1=

Рис.1.17. Подключение резистора и диода для прохождения тока через дроссель L1 при выключении транзистора.

Схема!!!! стр 522, глава 24.

СТР.523

24.1 Демпфирующие цепи, подключаемы к транзисторам

Время t₁ , за которое ток стока достигнет необходимого значения I = 20 А, составляет (рис.1.16)

ФОРМУЛА!! t₁ =

Задав постоянную времени L1/r равной 4% от периода переключения, определим сопротивление резистора R:

!!! ФОРМУЛА τ =

R =

Мощность, рассеиваемая в резисторе R за период, определяется из энергии, запасаемой в дросселе L1:

P_R =

Напряжение на транзисторе при его запирании:

U_си = U + U_L1 = U + IR

В последней формуле не учитывается, что заряд выходной емкости транзистора приведет к некоторому снижению напряжения:

U_си = 200+20·6.8 ≈ 340 В

Приведенный пример наглядно показывает, что постановка в схему дополни­тельного дросселя L1 и его «разрядной» цепи R, D2 (рис. 1.17) не приводит к каким- либо улучшениям в энергетике выходного каскада: потери на включение транзис­тора отсутствуют, но появились потери в резисторе Л, возможно превосходящие потери в транзисторе до постановки дросселя. Напряжение на запираемом тран­зисторе в результате подключения дросселя L1 превосходит исходное напряжение в 1,7 раза (340/200), что приводит к необходимости выбора ключа с более высоким допустимым напряжением.

Альтернативный путь использования дополнительного дросселя, предназначен­ного для устранения потерь при включении транзистора, заключается в передаче энергии, накопленной в этом дросселе, в какой-то приемник, которым может быть входная или выходная цепь преобразователя, цепь питания системы управления.

!!!! Рис.1.18 на стр. 523

Рис.1.18. Использование двухобмоточного дросселя для сброса накопленной энергии в цепь с напряжением U_прием.

СТРАНИЦА 524

Один из возможных способов, который мог бы быть реализован, заключается в том, чтобы дополнить дроссель LI второй обмоткой (W₂, рис.1.18)назначение которой заключается в сбросе накопленной энергии во время запертого состояния транзистора в цепь с напряжением U_прием. Диод D2 препятствует прохождению тока через обмотку W₂ дросселя во время открытого состояния транзистора. При запи­рании транзистора к нему приложено напряжение:

U_си = U + U_прием/n = U + U_прием / (W₂ / W₁),

где U — напряжение на запертом транзисторе без использования дросселя L1.

По сути, силовая часть схемы, показанной на рис.1.18 дополнена однотактным обратноходовым преобразователем, возвращающим энергию в источник U_прием..

Рассмотрим выключение транзистора в схеме, показанной на рис.1.13, если до подачи запирающего сигнала на затвор через транзистор проходил ток стока рав­ный току дросселя I. Дроссель можно считать источником постоянного тока, по­этому даже незначительное уменьшение тока i_c приведет к отпиранию диода D и прохождению через него тока, равного разности токов I и i_{c .} Напряжение на тран­зисторе должно при этом увеличиться скачком. Диаграммы тока и напряжения на транзисторе при его выключении показаны на рис. 1.19. На рис. 1.19 не учитывается влияние выходной емкости транзистора, изменяющей диаграмму напряжения и_сж. Большая мгновенная мощность, равная UI, выделяется в транзисторе, как следует из рис. 1.19 сразу после начала процесса выключения, что может представлять для него серьезную опасность. Средняя мощность, теряемая в транзисторе при выклю­чении, равна:

!!!ФОРМУЛА\

P =

Если спад тока заканчивается за время t_выкл=100 нс, что является типичным при использовании полевого транзистора, U - 200 В, I = 20 А и f = 100 кГц, из последнего выражения получим:

P _выкл= 200 · 20 · 100 · 10³ ·0,1 · 10­^-6 / 2 = 20 Вт.

Можно видеть, что только при выключении в транзисторе теряется большая мощность.

Подключение конденсатора параллельно транзистору затягивает нарастание напряжения и_си, что позволяет снизить потери на его включение. Однако такое решение не будет оправданным, поскольку резко возрастут потери при включении, связанные с разрядом внешней емкости через ключ. Более выгодным энергетичес­ким решением является подключение к транзистору цепи из последовательного включенных конденсатора и резистора (рис. 1.20). Разряд конденсатора через резистор

u_си U

I i_c

0 t_выкл

Рис.1.19 Диаграммы включения транзистора в схеме.

рис на стр 525

Рис.1.20. Подключение цепи R, С к транзистору в целях уменьшения потерь на его выключение

при включенном транзисторе ограничит максимальный ток, транзистор не бу­дет испытывать больших токовых перегрузок и не выйдет из строя. Тем не менее заметно возрастают потери в резисторе и нет общего снижения потерь в схеме рис. 24.8 по сравнению с исходной схемой рис. 1.13

Усложнение цепи с конденсатором, подключение наряду с резистором еще и диода позволяет исключить потери в R на этапе выключения транзистора (заря­да конденсатора) (рис.1.21). При выключении заряд конденсатора происходит через диод 02, а разряд (при включении транзистора) — через резистор и транзистор. Сопротивление R должно выбираться с таким расчетом, чтобы при максимальной длительности включенного состояния транзистора конденсатор в паузе успел раз­рядиться, следовательно, R должно быть достаточно мало. С другой стороны, со­противление R нельзя чрезмерно уменьшать во избежание превышения тока через транзистор при его включении.

Легко догадаться, что и в данной схеме не может произойти общего снижения потерь по сравнению с исходной — происходит только их перераспределение и мощность рассеивается не в ключе, а в резисторе.

При практической реализации выходных каскадов часто появляется необходи­мость устранения или ослабления воздействия проводников монтажа или индук­тивности рассеяния силового трансформатора на выключаемый транзистор. Если это воздействие не устранить, на силовых выводах транзистора появляется выброс напряжения, который может быть близок к предельно допустимому или даже пре­взойти его. В этих случаях полезной оказывается модификация схемы рис.1.21, позволяющая часть энергии,

(!!!!!!!!!!!!!!!стр.525, рисунок 2

Рис.1.21. Цепь, содержащая С, R и D2 для уменьшения потерь в транзисторе при его выключении.)

СТРАНИЦА 526

!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!РИСУНОК НА СТР 526

Рис. 1.22. Снижение выброса напряжения на запираемом транзисторе:

а ~ снижение выброса вследствие индуктивности монтажа; б — снижение выброса, вызываемого индуктивностью рассеяния трансформатора.

запасенной в индуктивности, направить на вход или выход преобразователя. Примеры показаны на рис. 1.22 а и б. В схеме на рис. 1.22, а, при запирании транзистора энергия, накопленная в индуктивности монтажа LM (индуктивность LM может быть обусловлена неудачным расположением печатных проводников, подходящих к транзистору), передается в конденсатор демпфирующей цепи С, а затем через резистор R на вход или выход регулятора. Например, в повышающем регуляторе резистор R подключается к выходу, а в понижающем — ко входу преобразователя. В схеме рис.1.22 цепь RDC действует аналогично, снижая выброс напряжения на ключе одноконтактного преобразователя от индуктивности рассеяния L_s, показанной включенной последовательно с первичной обмоткой W₁ силового трансформатора Тр. В обеих рассмотренных схемах часть энергии, переданной в конденсатор С, расходуется в резисторе R, а другая передается в источник напряжения. Защита от выбросов напряжения на запираемом ключе может быть также выполнена с использованием стабилитронов или супрессоров.

___________________________________________________________________________________

Величина резистора в индуктивном плече равна

R1= формула на стр.431

где:

R1 - сопротивление в омах

L - индуктивность параллельной катушки индуктивности в микро­генри

t_A - интервал времени в микросекундах (меньше, чем время выклю­ченного состояния транзистора). В качестве ориентира t_A можно при­нять равным десятой части минимального времени выключенного со­стояния, используемого при работе стабилизатора.

Произведение R1*I₀ дает напряжение выброса на коллекторе переклю­чающего транзистора из-за наличия параллельной катушки индуктивности L. Если эта величина больше желаемой, то величину R1 нужно понизить.

Шунтирующий конденсатор С

C=!!!!!!!!!

где:

С — емкость в микрофарадах

V_IN — входное постоянное напряжение от нестабилизированного ис­точника

I ₀ — максимальной ток нагрузки в амперах

t_F — время спада тока переключающего транзистора в микросекундах (лучше всего воспользоваться результатом измерения)

Резистор в емкостном плече

R2=!!!!!

где:

R1 — сопротивление в омах

t_B — интервал времени в микросекундах, малый по сравнению с вре­менем включенного состояния. В качестве ориентира t_B можно принять равным десятой части минимального времени включенного состояния, используемого при работе стабилизатора.

С — емкость, полученная на предыдущем шаге.

Частное V_IN/R2 дает значение броска тока, протекающего в коллек­торной цепи переключающего транзистора, поскольку емкостное плечо включает в себя конденсатор С. Если эта величина больше допустимой, то величина R2 должна быть увеличена.

Литература

1. Полупроводниковые выпрямители / Беркович Е.И., Ковалев В.Н., Ковалев Ф.И. и др; Под ред. Ф.М. Ковалева и Г.П Мостиковой. -