Квазирезонансные преобразователи

Как было показано выше, основным направлением миниатюри­зации непосредственных преобразователей постоянного напряжения является повышение частоты преобразования. От неограниченного увеличения частоты разработчиков удерживает неидеальность харак­теристик элементов. Они имеют коммутационные потери, пропорцио­нальные частоте коммутации. Если даже оставить в стороне экономи­ческие аспекты, необходимо учитывать влияние потерь мощности на физические размеры. В какой-то момент сокращение размеров фильтра, достигаемое увеличением частоты коммутации, сводится на нет тре­буемым увеличением размеров охладителя, который должен рассеивать выделившееся в полупроводниковых элементах тепло.

В преобразователях с прямоугольной формой переключаемых токов и напряжений, выполненных на биполярных транзисторах, мак­симальное значение частот не превышает значений 30—50 кГц. Принято считать, что именно в этом интервале частот достигается оптимальное соотношение между массой, габаритами, к.п.д., надежностью и стои­мостью таких преобразователей.

С появлением мощных МОП-транзисторов предельная частота переключения может достигать нескольких десятков мегагерц. Но и в этом случае при прямоугольной форме токов и напряжений с повыше­нием частоты переключения увеличиваются и коммутационные потери, и помехи.

Так, наличие индуктивностей соединительных проводников и ем­костей переходов в полупроводниковых приборах приводит к индук­тивному характеру нагрузки при выключении транзисторов и емкост­ному — при их включении. При выключении транзистора индуктивная нагрузка вызывает выбросы напряжения, возникающие из-за резкого изменения тока в паразитных индуктивностях, и создает перегрузки по напряжению и помехи. С другой стороны, если транзистор включается при значительном напряжении, то в нем будет рассеиваться энергия, накопленная в его выходной емкости С_х и равная 0,5 C_xU². Кроме того, его включение при высоких уровнях напряжения приводит к возникновению мощных импулъсных помех, проникающих, через паразитную емкостную связь в, схему управления и ухудшающих устойчивость работы схемы.

Для улучшения характеристик переключения транзисторов разработано два метода формирования процессов коммутации [6]. Первый состоит в переключении транзисторов при нулевом токе (ПНТ), второй — при нулевом напряжении (ПНН). Реализуются оба метода путем введения в схему резонансных LC – контуров и созданием, таким образом, резонансных ключей.

В резонансном ПНТ -ключе формируются квазисинусоидальные колебания тока через ключ, в результате чего создаются условия для его коммутации при нулевом токе как при включении, так и при выключении. Метод переключения при нулевом токе эффективен при использовании МОП-транзисторов вплоть до частот 1-2 МГц. Однако при повышении частоты преобразования до величины более 1 МГц основным ограничивающим фактором становятся емкостные потери при включении, возникающие из-за рассеяния энергии, накопленной в паразитных емкостях переходов МОП-транзисторов.

Исключить потери при включении, обусловленные паразитными емкостями переходов, можно в резонансном ПНН -ключе. В таком ключе формируются квазирезонансные колебания напряжения и обеспечивается его включение и выключение при нулевом напряжении.

Поскольку в резонансных схемах транзистор не испытывает одновременного воздействия напряжения и тока с большими амплитудами, то перегрузки и потери на переключение сводятся к минимуму, функциональные схемы резонансных ключей, реализующие возможность переключения ПНТ, приведены на рис. 44, а и ключей, реали­зующих возможность переключения ПНН – на рис. 44,б.

Рис. 44

В схемах ПНТ получение нулевого тока при включении ключа S обеспечивается индуктивностью L_p резонансного контура L_pC_p. В схемах ПНН нулевое напряжение при переключениях ключа S обес­печивается конденсатором аналогичного резонансного контура. Оче­видно, что режимы ПНТ или ПНН могут быть реализованы лишь при определенных фазовых соотношениях процессов в колебательных контурах. Поэтому в схемах с резонансными ключами обычно используют частотно-импульсную модуляцию.

На схемах, изображенных на рис. 44, ключи S условно отобра­жают транзисторы, которые при наличии в схеме колебательных процессов должны быть защищены диодами от напряжения обратной по­лярности. Диоды могут быть включены как последовательно с транзи­стором, так и параллельно ему. То или иное включение диодов опреде­ляет рабочие характеристики преобразователя. Схемы включения транзисторов (условно приняты биполярные) с защитными диодами приведены на рис. 45.

Рис. 45

Ключи на рис. 45, а являются схемами ПНТ с однополупериодным режимом работы, на рис. 45,6 – с двухполупериодным режимом, на рис. 45,в — схемами ПНН с однополупериодным, на рис. 45, г – с двухполупериодным режимом. Термины "однополупериодный " и "двухполупериодный" здесь означают следующее. Если наличие диода препятствует обмену энергией между реактивными элементами контура, а значит, и протеканию тока различного направления, то такая схема является однополупериодной. В двухполупериодной схеме обмен энергией между Lp и Ср происходит в течение любого рабочего полупериода преобразователя.

В схемах на рис. 45,а диод препятствует обратному протеканию тока через индуктивность, а в схемах на рис. 45, в наличие диода препятствует появлению напряжения обратной полярности на конденсаторе. Поэтому указанные схемы относятся к однополупериодным. В схемах ПНТ диод, обеспечивающий двухполупериодный режим работы, включается параллельно транзистору, в схемах ПНН – последовательно. Эта обратимость определяется принципом дуальности токов и напряжений в индуктивных и емкостных электрических цепях.

Принцип резонансного переключения может быть применен к большому числу преобразователей. Путем простой замены в силовой части схемы обыкновенного ключа на резонансный можно получить квазирезонансный ПНТ или ПНН преобразователь. Принцип работы квазирезонансного ПНТ преобразователя рассмотрим на примере понижающей схемы, показанной на рис. 46.а.

Рис. 46

При анализе процессов примем следующие допущения:

— все элементы схемы обладают идеальными параметрами;

— индуктивности резонансного дросселя L_p и сглаживающего L связаны соотношением L» L_p;

— выходной фильтр вместе с нагрузкой замещен генератором неизменного тока I_о.

Полный период частоты переключения можно разделить на четыре интервала. Эквивалентные схемы, соответствующие этим интервалам, приведены на рис. 46. Предположим, что в установившемся режиме работы перед включением ключа S через обратный диод VD проте­кал ток I_о и что напряжение на резонансном конденсаторе С_р рав­нялось нулю. В начале цикла переключения в момент t = 0 включается S1. Временные диаграммы приведены на рис. 47.

Рис. 47

1) Интервал зарядки дросселя 0…t₁ (схема замещения на рис. 46,б). Входной ток i₁ линейно нарастает, его изменение описывается уравнением:

Так как входной ток при этом изменяется от нуля до величины I₀, то длительность этого интервала t₁ можно найти по выражению:

2) Интервал резонанса t₁…t₂ (схема замещения на рис. 46, в). В момент t=t₁, когда входной ток увеличится до значения I₀, диод VD запирается и начинается нарастание напряжения U_Cp за счет за­рядки конденсатора С_р током i_{1 —} I₀. На интервале t₂ = t_{2 —} t₁ схема будет описываться уравнениями

,

.

с начальными условиями

, .

Тогда

,

(35)

,

(36)

Если в схеме используется однополупериодный резонансный ключ, то, как видно по рис. 47, ключ S будет размыкаться в момент t = t ₂, когда резонирующий входной ток i₁ уменьшится до нуля. Но, если применен двухполупериодный резонансный ключ, то колебание тока i₁ будет продолжаться, что приведет к передаче энергии обратно в источник питания через встречно–параллельный диод. Диаграммы, соответствующие применению двухполупериодного ключа, приведены на рис. 48. В момент времени t = t’ ₂ ток через ключ (т.е. встречно-параллельный диод) опять станет равным нулю. Длительность данного интервала t₂ = t_{2 —} t₁ (либо t₂ = t’_{2 —} t₁ для двухполупериодного режима) можно найти из уравнения (35) путем подстановки i₁(t₂) = 0.

С учетом того, что отсчет времени интервала резонанса начинается с момента t=t₁, получаем

, .

Рис. 48

Значение напряжения u_Cp в момент t₂ можно найти из урав­нения (36):

,

(37)

Максимум напряжения на резонансном конденсаторе соответствует моменту выполнения равенства токов i₁ и I_о на интервале спада тока i₁ и равен удвоенному значению напряжения источника пита­ния.

3) Интервал разрядки конденсатора t₂ -.t₃ (схема замещения на рис. 46,г). Поскольку в момент t₂ ключ S размыкается, то резонансный конденсатор разряжается через выходную цепь, при этом U_Cp линейно уменьшается и становится равным нулю в момент t₃ (см. рис. 47 и рис. 48). Данный интервал описывается следующим уравнением:

Длительность интервала t₃ = t₃ – t₂ можно найти с помощью начального условия- величины напряжения на конденсаторе в момент t = t₂, определяемой по формуле (37):

.

4) Интервал проводимости обратного диода t₃…t₄ (схема замещения на рис. 46, д). Выходной ток протекает через диод VD. Длительность этого интервала t₄ = t₄ – t₃ равна

,

где Т • период повторяемости процессов, то есть период работы преобразователя.

Из представленных диаграмм (см. рис. 47 и рис. 48) видно, что коммутация ключа в схеме происходит при нулевом токе.

Из кривой тока i₁ видно, что этот ток содержит постоянную составляющую I_о и переменную составляющую с амплитудой

.

Переменная составляющая неизменна при заданных входном напряжении и характеристическом сопротивлении , а постоянная составляющая — это просто ток нагрузки. Амплитуда переменной составляющей должна поддерживаться больше уровня постоянной. Вследствие этого имеется ограничение на максимальное значение тока нагрузки, превышение которого ведет к потере возможности переключения при нулевом токе:

.

Регулировочные характеристики понижающего квазирезонансного ПНТ -преобразователя рассчитаны в [6] и приведены на рис. 49. Рис. 49, а соответствует

однополупериодному режиму работы ключа, а Рис. 49,б — даухполупериодному.

Рис. 49

Характеристики построены в функции отношения текущей рабочей частоты преобразования f = 1/Т к резонансной частоте колебательного контура f_p, которая определяется из соотношения:

, .

Относительное значение сопротивления нагрузки r, использо­ванное для расчета характеристик однололупериодного режима работы ключа, соответствует отношению:

.

Из графиков видно, что в случае однополупериодного режима регулировочная характеристика сильно зависит от изменения нагрузки, а при двухполупериодном режиме такая зависимость практически отсутствует. Регулировочная характеристика на рис. 49, б в точности соответствует характеристике понижающего ШИМ -преобразователя (см. рис. 9), если по горизонтальной оси отложить относительную длительность включенного состояния транзистора.

Принцип работы ПНН — квазирезонансного преобразователя рассмотрим на примере повышающей схемы. С целью упрощения данный преобразователь представлен в виде генератора постоянного тока Iвх, так как непосредственный повышающий преобразователь потребляет от источника питания непрерывный ток, имея во входной последовательной цепи дроссель, (см. рис. 26), который питает нагрузку, замещенную источником постоянного напряжения U_вых, как показано на рис. 50,а.

Здесь также выделено четыре интервала неизменности структуры преобразователя.

Рис. 50

1) Интервал зарядки конденсатора 0…t₁ (схема замещения на рис. 50,б). В установившемся режиме работы начнем рассмотрение процессов с момента размыкания ключа S. Ток в этот момент начинает протекать через ранее полностью разряженный конденсатор С_р, вызывая линейное нарастание на нем напряжения u_{Cp ,} как показано на рис. 51.

В момент t = t₁ напряжение u_Cp достигает значения U_вых и диод VD открывается.

Рис. 51

2). Интервал резонанса t₁…t₂ (схема замещения на рис. 50,в). Начиная с момента t = t₁ часть тока I_вх начинает замыкаться через источник U_вых. В однополупериодном режиме работы ключа после уменьшения u_Cp до нуля в момент t = t’₂ оно ограничивается на нулевом уровне встречно-параллельным диодам (см. схему на рис. 45, в), через который протекает обратный ток ключа. В двухполупериодном же режиме u_Cp продолжает колебаться, достигая отрицательных значений и возвращаясь к нулю в момент t = t’₂, она показана на рис. 52.

3). Интервал разрядки дросселя t₂…t₃ (схема замещения на рис. 50, г). На этом интервале ток дросселя линейно спадает, достигая нуля в момент t₃.

В однополупериодном режиме транзистор ключа S должен включиться после уменьшения u_Cp до нуля, но до того, как станет равным нулю ток обратного диода ключа. В противном случае начнется увеличение U_Cр из-за перезарядки Ср и условие включения транзистора при нулевом напряжении не может быть обеспечено. В двухполупериодном режиме работы транзистор должен включаться между моментами t₂ и t’₂, когда диод в последовательной цепи транзистора (см, схему на рис. 45, г) блокирует отрицательное напряжение.

Рис. 52

4). Интервал зарядки входной цепи t₃…t₄ (схема замещения на рис. 50, д). Входной ток на этом интервале протекает через ключ S, оставаясь, все время неизменным по величине.

Следует отметить, что кривая напряжения U_Cp содержит постоянную составляющую U_вых и переменную составляющую с амплитудой . Поскольку I_вх пропорционален току нагрузки при фиксированных U_вх и U_{вы х}, амплитуда U_Cp возрастает с увеличением тока нагрузки. Кроме того, амплитуда переменной составляющей должна поддерживаться выше уровня U_вых, поэтому существует нижняя граница тока нагрузки, ниже которой переключение при нулевом напряжении становится невозможным.

Регулировочная характеристика квазирезонансного ПНН повышающего преобразователя совпадает с характеристикой повышающего преобразователя с ШИМ — регулированием (см. рис. 28), если по горизонтальной оси вместо γ отложить f/fp.