Лекция 4

4.1. Управляемые выпрямители

Управляемые выпрямители строятся на базе управляемых вентилей (тиристоров). Принцип действия управляемого выпрямителя (рис. 4.1) основан на использовании импульсно-фазового закон управления. Сущность этого закона заключается в управлении временем нахождения тиристора в открытом состоянии в течение каждого полупериода питающего напряжения. Момент открытия тиристора регулируется с помощью импульса управления, сдвинутого относительного питающего напряжения по фазе на угол α, называемый углом управления (рис. 4.2). Этот угол формируется системой управления (СУ) относительно прохождения питающего напряжения точек 0, 2π, 4π и т.д. Изменяя угол управления α в диапазоне 0 ≤ α ≤ 180^○ , можно регулировать среднее значения выпрямленного напряжения на нагрузке, которое определяется интегральным соотношением:

. . (4.1)

При α = 0 выпрямитель будет неуправляемым и . Тогда (4.1) можно записать

в виде . (4.2)

Зависимость среднего значения выпрямленного напряжения от угла управления носит название регулировочной характеристики, вид которой приведен на

рис. 4.3.

Следует отметить, что регулирование выпрямленного напряжения путем изменения моментов отпирания тиристоров, связано с искажением формы напряжения и тока вентилей, обмоток трансформатора и цепи нагрузки, а также со сдвигом фаз основных гармоник тока и напряжения по сравнению с неуправляемым режимом.

4.2. Преобразователи напряжения переменного тока в напряжение переменного тока (циклоконверторы -АС-АС преобразователи.

Регулируемые преобразователи переменного напряжения (AC – AC преобразователи) строятся, как правило, на основе полупроводникового ключа, функцию которого выполняет или симистор или два включенных встречно-параллельно тиристора, включаемых последовательно с нагрузкой в цепь питающего переменного напряжения (рис.4.4). Работой ключа управляет схема управления (СУ), коммутирующая ключ по определенному закону управления. В таких устройствах применяют импульсно-фазовый метод регулирования или широтно-импульсное регулирование на пониженной частоте. Импульсно-фазовый метод регулирования основывается на управлении действующим значением переменного напряжения на нагрузке путем изменения длительности открытого состояния ключа в течение полупериода питающего напряжения. При этом возможно регулирование с отстающим углом управления при использовании симисторов (рис. 4.5. а) или с опережающим углом управления при использовании двух включенных встречно-параллельно запираемых тиристоров (рис. 4.5,б). Наиболее распространенным является синхронный принцип импульсно-фазового управления, при котором синхрони­зация управляющих импульсов, формируемых СУ, осуществляется напряжением сети пе­ременного тока с помощью узла синхронизации НО (ноль органа), который фиксирует моменты прохождения питающим напряжением точки 0 (рис. 4.6, б).

При фазовом регу­лировании с отстающим углом управления α, открытие симистора в каждой полуволне питающего напряжения происходит в момент формирования импульса управления α, а запирание осуществляется после достижения точек π, 2π, 3π… за счет изменения полярно­сти переменного напряжения (рис.4.5, а).

Дли­тельность проводящего состояния симистора в каждом полупериоде определяется углом y = p - α.. Час­тота следования импульсов синхронизации и импульсов управления составляет 100Гц.

Изменяя угол управления α в пределах от 0⁰ до 180⁰ , можно изменять величину действующего напряжения, а соответственно и мощность в на­грузке переменного тока. Действующее значение напряжения при активной нагрузке мо­жет быть определено из соотношения:

= , (4.3)

где U – действующее значение переменного напряжения на входе.

Зависимость действующего значения напряжения преобразователя на нагрузке от угла управления называется регулировочной характеристикой.

Широтно-импульсный метод регулирования на пониженной частоте основывается на изменении числа периодов переменного напряжения, подводимого к нагрузке. Иллюстрация данного принципа работы преобразователя показана на рис. 4.7. Этот метод позволяет осуществлять регулирование мощности в нагрузке в диапазоне от Р = U² / R_Н до нуля. Для его реализации требуется схема вида рис.4.4. В качестве схемы управления СУ можно использовать цифровые ШИМ генераторы, формирующие последова­тельность импульсов с периодом РРх и шириной импульса PWx, длительности которых должны быть кратны длительности периода питающей сети Т_С =20 ms. Ноль орган обеспечивает синхронизацию ШИМ модуля с входным на­пряжением в момент окончания его периода модуляции РРх.

4.3. Преобразователи напряжения постоянного тока в напряжение переменного тока (инверторы - DС-АС преобразователи).

Получение одно- или многофазного переменного напряжения (АС) из постоянного напряжения (DC) называется инвертированием, а сами устройства, выполняющие данное преобразование, инверторами.

На рис. 4.8. показана схема инвертора, называемая двухтактной. Её особенности – это отвод в середине первичной обмотке трансформатора, равенство витков W ₁₁ и W ₁₂ и симметричная работа ключей К1 и К2. Будем считать, что каждый из ключей в схеме рис. 4.8 находится и состоянии ON (включен) половину периода Т. Тогда на любой обмотке трансформатора появляется симметричное импульсное напряжение с частотой f = 1/T. Ток в нагрузке зависит от ее характера. Нагрузку Z будем считать LR – нагрузкой. Диаграммы напряжения и тока для такой нагрузки показаны на рис. 4.9, в, г. В токе нагрузки можно видеть интервалы (0 – t₁ ;T/2 – (T/2 + t₁ )), когда направление тока не совпадает с направлением напряжения на нагрузке в данном полупериоде из-за индуктивного характера нагрузки. Периодическое напряжение на нагрузке (рис.4.9, в) содержит нечетные гармоники (четные отсутствуют в силу симметрии кривой напряжения относительно

оси времени). Это напряжение может быть разложено в ряд Фурье:

U_w2 = U_z = 4U₂ /π (sin ωt + 1/3(sin3 ωt) + 1/5(sin5 ωt) + …), (4.4)

где U₂ = U_ВХ (W₂ / W₁).

Снижение уровня высших гармоник на нагрузке возможно при использовании на выходе инвертора соответствующего фильтра, выделяющего первую гармонику, путем усложнения схемы инвертора или усложнения алгоритма работы ключей.

В качестве примера рассмотрим схему резонансного инвертора, выполненного по мостовой схеме на четырех ключах (рис. 4.10). Работа схемы основана на использовании резонансного LC-фильтра, включенного последовательно с нагрузкой. Поэтому преобразователь называют последовательным резонансным преобразователем. В современных преобразователях в качестве ключей применяются MOSFET или IGBT тран­зисторы. Для формирования переменного выходного напряжения на нагрузке в таких схе­мах поочередно переключаются накрест расположенные силовые ключи - сначала, например, половину периода Т включены ключи VT1, VT4, а в следующий полупериод - ключи VT2, VT3. Поскольку силовые вентили не являются идеальными ключами, то коммутационные процессы в них сопровождаются затяжкой во времени передних и задних фронтов напряжений и токов при переходе из за­крытого состояния в открытое и наоборот. Так, например, процесс закрытия IGBT тран­зисторов сопровождается явлением «токового хвоста», связанного с процессом рассасы­вания основных носителей в полупроводниковой структуре ключа. Это может привести к тому, что в момент переключения пар транзисторов инверторного моста, могут оказаться одновременно включенными ключевые элементы, относящиеся к общей фазе (полумосту) –VT1, VT2 или VT3, VT4. При этом через ключи и источник питания будет протекать «сквозной» ток, который приведет к выходу транзисторов из строя. Для исключения эф­фекта «сквозного» тока между открытием и закрытием ключей вводится «мертвое время» - промежуток времени, когда все ключи закрыты.

Регулирование переменного напряжения на нагрузке u_вых осуществляется изменением частоты управляющих сигналов (ЧИР регулирование), поступающих на ключи. Как известно, резонансная частота LC-фильтра ω₀ = 1/ √LC. Амплитуда напряжения первой гармоники на нагрузке U_{m вых} определяется комплексным сопротивлением RLC цепи и напряжением в диагонали моста:

U_{m вых} = 4 U_вх R /π ž, (4.5)

где ž – модуль комплексного сопротивления Z = R + j(ω_k L – (1/ ω_k C)) (4.6).

Из (4.6) можно выразить ž:

ž = 1/ ω_k C √ (Rω_kC)² + (ω²_k LC – 1)² . (4.7)

При частоте коммутации ω_k = ω₀ сопротивление Z минимально и равно R. Уменьшение и увеличение ω_k относительно ω₀ приводит к увеличению ž и, следовательно, уменьшению амплитуды напряжения первой гармоники согласно (4.5).

Модуль после преобразований с учетом (4.5) можно представить как:

ž = R √ 1 + 4 ξ² [1 – (1/(ω_k / ω₀ )² ]² , (4.8)

ξ = (√L/C) / 2R – коэффициент, равный отношению волнового сопротивления LC-контура к удвоенному сопротивлению нагрузки. Этот коэффициент связан с добротностью контура.

Подставив (4.8) в (4.5) можно окончательно получить:

U_{m вых} = (4 U_вых / π) /√1 + 4 ξ² [1 – (1/(ω_k / ω₀ )² ] (4.9).

Из (4.14) видно, что выходное напряжение зависит как от частоты ω_k, так и от коэффициента ξ. Чем больше добротность контура (больше значение ξ), тем больше изменяется выходное напряжение. Кроме того, большее значение ξ обеспечивает более близкую форму выхъодного напряжения к синусоидальной.