Двойного балансного смесителя

Преобразователь построен на основе трех дифференциальных усилителей, каждый из которых работает в режиме управляемого напряжением делителя тока (см. рис. 3.1). На рис. 3.3 приведена схема такого аналогового перемножителя. С учетом выражений (3.1) и (3.2) при U = 0 запишем выражение для коллекторных токов VT 5 и VT 6 в виде

, (3.7)

, (3.8)

где

, (3.9)

. (3.10)

Тогда для коллекторных токов VT 1– VT 4 получим

,

.

С учетом формул (3.11), (3.12) из рис. 3.3 имеем

, (3.13)

. (3.14)

Рис. 3.3. Схема преобразователя частоты на основе

двойного балансного смесителя

Вычитая выражение (3.13) из (3.14) и подставляя формулы (3.9) и (3.10), получаем

При малых значениях u _c и u _г , раскладывая функцию th(x) в степенный ряд и ограничиваясь лишь первыми членами разложения, имеем

. (3.16)

Выходное напряжение u _вых(t), как видно из рис. 3.3, будет определяться выражением

. (3.17)

Выходное напряжение преобразователя частоты на основе двойного балансного смесителя оказывается пропорциональным значению произведения u _c u _г при малых значениях напряжений (U _c, U _г << φ_T).

Так, например, если на входах такого перемножителя, работающего в режиме, близком к линейному, присутствуют колебания u _c(t) = U _ccosω_c t и u _г(t) = U _г cosω_г t, то напряжение на его выходе

При преобразовании частоты одно из этих двух колебаний отфильтровывается в нагрузке. Побочные колебания с частотами ω_п = |± m ω_г ± n ω_с| возникают вследствие нелинейности перемножения сигналов u _c(t) и u _г(t), причем, как и в преобразователях частоты на основе дифференциальных каскадов, с увеличением степени нелинейности уровни этих колебаний с частотой ω_п повышаются.