Упрощенная схема полумостового усилителя мощности

Упрощенная схема полумостового усилителя мощности (до 500 Вт) приведена на рис. 77, а.

а

б

Рис. 77

На рис. 77, а представлены два силовых транзистора VT 1 и VT 2 и два конденсатора С 1 и С 2, образующие мостовую схему. В диагональ моста, между точкой соединения конденсаторов C l, C 2 и точкой соединения эмиттера VT 1 и коллектора VT 2, подключается первичная обмотка силового высокочастотного трансформатора TV 1. В качестве коммутаторов (ключей) могут быть использованы не только биполярные транзисторы, но и другие мощные ключи - полевые транзисторы, биполярные транзисторы с изолированным затвором БТИЗ-транзисторы типа IGBT и др. Транзисторы в двухтактном ИПН могут включаться с общим эмиттером (ОЭ) и общим коллектором (ОК). Схемы с ОЭ позволяют получить наибольший КПД при малом напряжении питания. Схема с ОК позволяет несколько снизить обратное напряжение на транзисторах. Такое включение позволяет расположить транзисторы на общем радиаторе. Наиболее часто такое включение рекомендуется при повышенных (свыше 12-15 В) напряжениях питания.

Рассмотрим принцип работы такой схемы. Первичная обмотка ИПН включена в диагональ электрического моста, одно плечо которого образовано конденсаторами С 1, С 2, а другое – мощными ключевыми транзисторами VT 1, VT 2.

Конденсаторы достаточно большой и одинаковой емкости С 1, С 2 образуют емкостной делитель, одновременно выполняя функцию сглаживающих емкостей высокочастотного фильтра.

При подключении схемы к напряжению сети и его выпрямлению мостовым выпрямителем рис.77, б конденсаторы будут заряжены. Выпрямленное напряжение сети делится на них пополам. Транзисторы управляются по базам от схемы управления через управляющий, он же и согласующий (развязывающий) трансформатор TV2 (рис. 77, б) таким образом, что переключение их происходит поочередно с регулируемой паузой на нуле.

Когда транзистор VT 3 достигает состояния насыщения, а транзистор VT 4 находится в состоянии отсечки, первичная обмотка трансформатора, имеющая число витков w 1, подключается к заряженному конденсатору С 1 достаточно большой емкости. Поэтому в этот промежуток времени (VT 3 открыт) ток протекает по цепи: от (+) выпрямителя - через силовой транзистор (к-э) VT 3 -первичную обмотку TV 2 (справа налево) - развязывающий конденсатор С 3 - подзаряжает конденсатор С 2 - к минусу диодного моста, одновременно протекает ток разряда конденсатора по пути от (+) С 1 через (к-э) VT 3 и первичную обмотку TV 2(справа налево)- через С 3 к (-) С 1.

Во второй полупериод, когда транзистор VT 3 закрыт, a VT 4 открыт, ток протекает по пути: от (+) выпрямителя - подзаряжает конденсатор С 1 - развязывающий конденсатор С 3- первичная обмотка TV 2(слева направо) - силовой транзистор (к-э) VT 4 - к (-) диодного моста, одновременно в том же направлении протекает ток разряда конденсатора от (+) С 2 к своему (-).

Ток через первичную обмотку импульсного трансформатора TV 2 протекает в противоположном предыдущему случаю направлении. Следовательно, напряжение во вторичной обмотке с числом витков w 2 будет иметь форму прямоугольных импульсов разной полярности. Из схемы видно, что к первичной обмотке импульсного трансформатора прикладывается лишь половинное напряжение питания. Если сравнить схему силовой части с аналогичной схемой однотактного преобразователя, то можно убедиться, что коммутируемый ток транзистором в рассматриваемой схеме двухтактного полумостового преобразователя, будет вдвое больше тока, протекающего через транзистор в однотактном преобразователе для получения той же мощности в нагрузке.

Однако в такой схеме обратное напряжение, приложенное к закрытому транзистору, уменьшается более чем в два раза по сравнению с однотактной схемой преобразователя.

Стабильность выходных напряжений поддерживается тем же способом, что и в однотактной схеме. Сигнал обратной связи подается на схему управления с делителя R 29, R 30 в цепи шины выходного напряжения ИПН. Схема управления, построенная по принципу ШИМ, изменяет длительность управляющих импульсов, подаваемых на базы силовых транзисторов VT 3, VT 4 таким образом, чтобы вернуть отклонившееся выходное напряжение к номинальному значению. При этом для обеспечения достаточной величины базового для силовых ключей тока на выходе схемы управления включается согласующий каскад.

Диоды VD 8 и VD 9 называются рекуперационными (возвратными). Они создают путь для протекания тока в моменты запирания транзисторов VT 3 и VT 4. Токи эти протекают под воздействием противо-ЭДС, наводимой в первичной обмотке силового импульсного трансформатора TV 2 при резком прерывании тока через нее в результате запирания этих транзисторов. Возникновение импульса ЭДС при запирании транзисторов объясняется неизбежным наличием у силового импульсного трансформатора паразитной индуктивности рассеяния, в которой за время открытого состояния транзистора запасается магнитная энергия.

Явление магнитного рассеяния заключается в том, что часть магнитного потока ответвляется от основного магнитного потока и замыкается по различным путям, охватывающим различные группы витков; этот факт отражают введением понятия индуктивности рассеяния L _s. Противо-ЭДС всегда имеет полярность, стремящуюся поддержать ток прежнего направления. Потенциал вывода 1 первичной обмотки силового трансформатора TV 2 можно считать не изменяющимся.

Поэтому на выводе 2 первичной обмотки ТV 2 при запирании транзистора VT 3 появляется отрицательный потенциал. Если бы диод VD 9 отсутствовал, то потенциал коллектора закрытого транзистора VT 4 стал бы отрицательным по отношению к его эмиттеру, т.е. транзистор VT 4 оказался бы в инверсном режиме, а к коллектору транзистора VT 3 оказалось бы приложено напряжение, превышающее напряжение питания. Поэтому такой режим нежелателен. Диод VD 9 позволяет избежать попадания в этот режим, т.к. открывается и через него замыкается кратковременный ток рекуперации, протекающий по цепи: 2 TV 2 – С 3 - С 2 – «общий провод» – VD 9 – 1 TV 2.

При этом конденсатор С 2 подзаряжается, т.е. энергия, запасенная в индуктивности рассеяния первичной обмотки TV 2, частично возвращается (рекуперируется) в источник. При запирании транзистора VT 4 на выводе 2 первичной обмотки TV 2 появляется положительный потенциал и тогда, если бы диод VD 8 отсутствовал, в инверсном режиме оказался бы транзистор VT 3, а коллектор транзистора VT 4 оказался бы под воздействием импульса, превышающего уровень питания. Однако VD8 открывается и замыкает цепь тока рекуперации: 1 TV2 – VD 2 – шина U _ep – С 1- С 3 – 2 TV 2.

При этом подзаряжается конденсатор С 1, т.е. избыточная энергия опять возвращается (рекуперируется) в источник.

Последовательность открывания транзисторов устанавливается внешней схемой управления, примером которой может служить ШИМ регулятор, выполненный в соответствии со схемами, приведенными ранее. Импульсные сигналы, эпюры напряжений которых показаны на двух нижних диаграммах рис.36 гл.3, TL494могут быть поданы на базовые цепи транзисторов VT 1 и VT 2 рис.79, б для управления работой усилителя мощности на транзисторах VT 3 и VT 4. Если абстрагироваться от задачи регулирования вторичного напряжения, то основным назначением схемы управления является формирование корректных сигналов, исключающих протекание сквозных токов через транзисторы VT 3 и VT 4, и обеспечение симметрии выходного импульсного напряжения. Симметрирование работы силовых транзисторов благоприятно отражается на их тепловом режиме. Максимальное напряжение коллектор-эмиттер каждого из транзисторов в схеме полумостового усилителя равно напряжению питания U _n.

Амплитуду импульсного тока при заданной выходной мощности в нагрузке Р_н можно рассчитать по формуле:

,

где U _оmin - минимальное значение напряжения питания силового каскада преобразователя;

- коэффициент заполнения; η_и - КПД источника питания.

Таким образом, амплитудное значение импульсного тока, протекающего через транзисторы VT3 и VT4, сопоставимо с аналогичным параметром для однотактного каскада с обратным включением диода.

Схема, показанная на рис. 79, б предполагает питание постоянным или выпрямленным и отфильтрованным напряжением. В качестве конденсаторов для С1 и С2 необходимо применять лакопленочные или бумажные конденсаторы, рассчитанные на применение в диапазоне частот работы высокочастотного преобразователя, при значительном напряжении пульсаций на них. Минимальное значение емкости конденсаторов для двухтактного полумостового усилителя мощности определяется по формуле:

,

в которой: F_п – частота преобразования; U_c_ – допустимый уровень пульсаций на конденсаторах С 1 и С 2 с частотой преобразования.

Представленная в настоящем разделе схема имеет ряд неоспоримых достоинств. Основным считается способ включения трансформатора TV 2 в силовую цепь, при котором исключается насыщение его сердечника вследствие разбросов по длительности и амплитуде воздействующих на него импульсов разной полярности. Используя схему внешнего управления, можно исключить протекание сквозных токов через транзисторы. Активные элементы, применяемые в полумостовом усилителе, могут иметь значительно низкие предельные параметры по напряжению, чем полупроводниковые приборы, используемые в однотактных каскадах.

При разработке ИВЭП на базе сетевых импульсных преобразователей напряжения (ИПН), работающих на повышенной частоте, основное внимание уделяют обеспечению их надежности и высокого КПД. Именно этими качествами обладают двухтактные ИПН [4 - 9].

Прямоходовой преобразователь, построенный по двухтактной полумостовой схеме обладает преимуществами:

во-первых, транзисторы должны быть рассчитаны на амплитудное напряжение сети, а не на удвоенное напряжение для схемы с обратноходовым преобразователем (ООП). Номенклатура таких транзисторов шире и стоить они могут даже меньше, чем один на удвоенное напряжение;

во-вторых, основной индуктивный элемент – трансформатор – работает в режиме перекачки и не накапливает магнитную энергию; работа его происходит в симметричном режиме при небольших токах намагничивания.

Поэтому по сравнению со схемой ООП такой трансформатор имеет меньшие габариты при одинаковых мощностях, и расчет его проще. Малый ток намагничивания означает малую накапливаемую энергию в индуктивности рассеяния, поэтому для ее гашения не требуются сложные демпфирующие цепи, и процессы переключения в преобразователе значительно «спокойнее». Проблемы, которые существовали ранее при построении ИИП по схеме полумостового преобразователя – проблемы сквозного тока, начального запуска и регулирования выходного напряжения – успешно разрешаются с развитием интегральной схемотехники.